0 引言

　　提高開關頻率可以減小電感、電容等儲能元件的體積，但是開關頻率的提高會增加開關器件的開關損耗。為了解決這個問題，專家提出并發展了軟開關技術。一般來說，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或-個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件。同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

　　升降壓變換器作為一種最基本的DC／DC拓撲廣泛應用于各種電源產品中。由于升降壓只包含一個開關，所以要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加r變換器的成本，降低r變換器的可靠性。

　　升降壓變換器除了有一個開關器件外還有一個二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSPFET來替換二極管(同步整流)，從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。

　　基于此，本文研究了一種軟開關同步升降壓變換器。該方案適用于輸出電壓較低，功率密度較高的場合。

　　1 工作原理

　　圖1所示的是具有兩個開關管的同步升降壓變換器。其兩個開關互補導通，并設有一定的死區防止共態導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流始終為一個方向，如圖2中iL波形所示?？紤]到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單介紹電感電流不改變方向情況下的同步升降壓變換器的工作原理。在這種情況下，S2可以實現軟開關，但是S1只能工作在硬開關狀態。

　　1)階段1[to~t1]S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。

　　2)階段2[tl～t2] S1關斷后，電感電流對S1的結電容進行充電，對S2的結電容進行放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。

　　3)階段3[t2～t3] 當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態，這也就為S2的零電壓導通創造了條件。

　　4)階段4[t3~t4] t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓，由于該結構的Buck-Boost變換器的輸出電壓為負，所以電感L上的電流線性減小，直到S2關斷，該階段結束。

　　5)階段5[t4-ts] 此時電感L上的電流方向仍然為正，所以，該電流只能轉移到S2的寄生二極管上，而無法對S1的結電容進行放電。因此，S1是工作在硬開關狀態的。

　　接著S1導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S2實現了軟開關，但是S1并沒有實現軟開關。其原因是S2關斷后，電感上的電流方向是正的，無法對S1的結電容進行放電。但是，如果將L設計的足夠小，讓電感電流在S2關斷時為負，如圖4所示，就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了。

　　在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。

　　1)階段1[to~t1] S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變為正值。在t1．時刻，S1關斷，該階段結束。

　　2)階段2[t1~t2]S1關斷后，電感電流為正，對S1的結電容進行充電，對S2的結電容放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。

　　3)階段3[t2～t3] 當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，這就為S2的零電壓導通創造了條件。

　　4)階段4[t3～t4] t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓，由于該結構的Buck—Boost變換器的輸出電壓為負，所以電感L上的電流線性減小，直到變為負值，然后S2關斷，該階段結束。

　　5)階段5[t4～t3] 此時電感L上的電流方向為負，正好可以對S1的結電容進行放電，對S2的結電容進行充電。S1的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。

　　6)階段6[t5～t6] 當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S1的零電壓導通創造了條件。

　　接著S1在零電壓條件下導通，進人下一個周期?？梢钥吹剑谶@種方案下，兩個開關S1和S2都可以實現軟開關。

　　2 軟開關的參數設計

　　以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現升降壓變換器的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度并不相同。電感L上電流的峰峰值可以表示為

　　式中：D為占空比；

　　T為開關周期。

　　電感L上電流的平均值可以表示為

　　式中：Io為輸出電流。

　　所以電感上電流的最大值和最小值可以表示為

　　將式(1)和式(2)代入式(3)和式(4)可得

　　從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由1min對S2的結電容充電，對S1的結電容放電來創造的；而 S2的軟開關條件是由Imas對S1的結電容充電，對S2的結電容放電來創造的。通常滿載情況下│Imax》│Imin│。所以S1和S2的軟開關實現難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強管。

　　強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容G2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為

　　但在實際中式(8)非常容易滿足，而死區時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恒流源對對S2的結電容充電，對S1的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為

　　式中：tdead2為S2開通前的死區時間。

　　同理，弱管S1的軟開關寬裕條件為

　　在實際電路的設計中，強管的軟開關非常容易實現，所以關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區時間，然后根據式(9)推算出電感量L。在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流值，從而使得開關的導通損耗過火。

　　3 實驗結果

　　一個開關頻率為200KHz，功率為60W的電感電流反向的同步升降壓變換器的樣機，進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。

　　該變換器的主要參數和元器件規格如下：

　　輸入電壓Vin 28V；

　　輸出電壓V。 -20V；

　　輸出電流，I。 O～-3A；

　　工作頻率f 200 kHz；

　　主開關S1，S2 IRFZ44；

　　電感L 8μH。

　　圖6(a)、(b)、(c)是滿載(-3A)時的實驗波形從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或者(1一D)T時段里都會反向，也就是創造了S1軟開關的條件。從圖6(b)、(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS。但是從S1及S1漏源電壓的下降斜率來看S1比S2的ZVS條什要差，這就是強管和弱管的差異。

　　圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了94. 8％，滿載效率為94．2％。

　　4 結語

　　本文研究了一種軟開關司步升降壓變換器。Potentia Semi數字電源管理控制器適用于復雜電源系統該方案下，兩個開關根據軟開關條件的不同，分為強管和弱管。設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大?。驗閷崿F了軟開關，開關頻率可以設計得比較高。另外電感量需要設計得很小，所需的電感體積也可以比較小(通常可以用I型的磁芯)。因此，這種方案適合用于高功率密度、較低輸出電壓的場合。