由于轉換器技術的改進，準確高速解析極高中頻信號的要求也隨之提高。這帶來了兩大難題：一個是轉換器設計本身，另一個是將信號耦合到轉換器的前端設計。即使轉換器本身設計出色，前端設計也必須能夠確保信號質量。

高頻高速轉換器設計在眾多應用都有涉及，無線基礎設施和儀器儀表更是推動了轉換器的跨領域發展。這些應用需要12至16位分辨率的100MSps+高速轉換器。（“寬頻帶”表示大于100MHz的信號帶寬，頻率范圍為1GHz以上）。

前端設計背景知識

“前端”指網絡或耦合電路（圖1），它把信號鏈（通常是放大器、增益模塊或調諧器）的最后一級與轉換器的模擬輸入相連。假設前面的信號鏈電路都有適當的帶寬，支持頻率解析。

圖1. 在這里，前端是信號鏈的上一級與ADC輸入之間的耦合電路。

除了提供充足的帶寬，它還需要高線性度、良好的平衡和適當的布局。

最后一級，或稱前端電路，也需要有適當的帶寬，但不限于此。前端電路必須有高線性度，平衡性良好，并妥善地布設于印刷電路板（PCB），以保持信號正常。否則轉換器會拾取前端電路產生的非線性信號，在目標頻率中表現為失真和噪聲。因此，前端網絡必須精心設計，才能滿足任意高速、高分辨率轉換器的要求。

前端電路通常分為有源和無源兩類。有源前端電路使用放大器或“增益模塊”將信號驅動到轉換器的模擬輸入。只要選擇合適的放大器，前端電路一般比較容易設計。但是，設計要求極高頻率時，放大器往往性能有限，其非線性度最多達到200MHz。事實上，一些寬頻帶放大器的可用帶寬大于200MHz，但通常功耗較高。

變壓器：技術規格、拓撲結構和類型

變壓器可采用通量耦合變壓器拓撲結構，它本身就是交流耦合，因為變壓器隔離電流，不會傳送直流電平。它能夠快速輕松地從單端電路轉換至差分電路，成為轉換器的通用模擬輸入接口。中心抽頭變壓器允許自由設置共模電平。這些優勢組合可減少前端設計所需元件數量，對最大程度地降低復雜性至關重要。

使用中心抽頭變壓器時應格外謹慎。如果轉換器電路的差分模擬輸入之間存在很大的不平衡性，大量的電流可能流經變壓器的中心抽頭，可能會使核心電路產生飽和。例如，如果采用VCM/CML引腳來驅動變壓器的中心抽頭，可能會導致不穩定，滿量程模擬信號過驅轉換器輸入，從而開啟防護二極管。

變壓器還提供基本無噪聲增益，這取決于設計師選擇的匝數比。理想狀態下，信號增益等于變壓器的匝數比。雖然電壓增益本身無噪聲，不過使用具有電壓增益的變壓器的確能獲取信號噪聲以及權衡帶寬。

變壓器可以簡單地看作是具有標稱增益的寬頻帶通帶濾波器。變壓器增益越大，帶寬越小。如今，很難找到GHz頻帶范圍內具有低插入損耗性能、阻抗比為1:4的變壓器。

雖然變壓器外觀簡單，但也不能低估。下面是與理想變壓器（圖2a）兩端的電流和電壓相關的幾個簡單公式。變壓器升壓時，其阻抗負載會反射回輸入端。

匝數比 a = N1/N2表示原邊電壓與副邊電壓的比率。副邊電流與原邊電流的關系則相反（a = I2/I1），從副邊反射回到原邊的阻抗比等于匝數比的平方（Z1/Z2 = a2）。變壓器的信號增益可簡單地表示為20 log (V2/V1) = 20 log/(Z2/Z1)，所以電壓增益為3dB的變壓器，其阻抗比為1:2。

一些偏離理想狀態的固有和寄生特性會影響變壓器（圖2b）。每一特性對變壓器的頻率響應和線性度具有一定的影響。依據前端方案情況，這些特性偏離可能有助于提高性能，也可能會阻礙性能。圖2b不失為一個不錯的方法，通過變壓器建?？傻玫綆掜憫?、插入損耗和回波損耗的一階預期值。

圖2. 理想變壓器及其關系式(a)非常直觀。但在建立實際變壓器的頻率響應和線性度(b)時，自身及寄生特性會偏離理想狀態。

變壓器的線性模型更難構思和開發。了解鐵氧體的線性度很重要，開發此類模型時，仍然會出現一些未知情況。一些制造商可能會通過網站或技術支持團隊提供建模信息。如果使用硬件執行模型分析，設計人員還需要網絡分析儀和少量樣本，才能妥善完成所有測量。然而，這些方法除了能得到相位不平衡和幅度不平衡數據，都沒有考慮到線性度的各個方面，而線性通常會引起偶次諧波失真。

實際上所有變壓器都會有損耗，而且帶寬受限制。鑒于以上的寄生效應配置，變壓器可視為寬頻帶帶通濾波器，其帶寬以–3dB帶寬定義。大多數制造商以1dB、2dB 和3dB帶寬規定變壓器的頻率響應。幅度響應伴隨著相位特性。通常一款優秀變壓器在其頻率帶寬內的相位不平衡為1％到2％。

變壓器的插入損耗，或指定頻率范圍內的損耗，是變壓器數據手冊中最常見的測量規格。從原邊端接中可見，回波損耗是指變壓器二次端接的有源阻抗不匹配。舉例來說，如果副邊匝數與原邊匝數之比的平方為1:2，當副邊端接阻抗為200Ω時，應該有50Ω的阻抗將會反射到原邊端接。然而，這種關系并不準確。

例如，原邊的反射阻抗隨頻率發生變化。首先，找出前端設計的中心頻率回波損耗。此例中頻率為110MHz。若假設為理想變壓器，Zo值并非50Ω。從公式3可看出，Zo值要低些:

回波損耗(RL) =–18.9 dB @ 110 MHz = –20*log((50–Zo)/(50 + Zo)) (1)

10^(18.9/20) = ((50 – Zo)/(50 + Zo)) (2)

Zo = 39.8 Ω (3)

該例中，公式3中為原邊端接阻抗Zo，副邊理想阻抗為200Ω。同樣，原邊理想阻抗（50Ω），求解實際副邊阻抗：

Z(原邊反射阻抗)/Z(副邊理想阻抗) = Z(原邊理想阻抗)/ Z(副邊反射阻抗) (4)

39.8/200 = 50/X (5)

求解X：

X = 251 Ω (6)

變壓器的匝數比為1:2時，副邊端接阻抗應為251Ω。因此，使用更高端接考慮了變壓器內的核心損耗，不僅得到更好的匹配，而且改進變壓器原邊端接的輸入驅動能力。

輸入驅動能力提高后，只需較少的電力就可達到轉換器的滿量程輸入。一般來說，隨著阻抗比率的上升，回波損耗的變異也隨之提高。采用任何變壓器匹配前一級的前端設計時，都應當考慮這一點。

就變壓器或巴倫而言，幅度和相位不平衡是兩個最關鍵的性能特征。當電路設計要求高中頻（100MHz以上）時，設計人員可根據此兩項技術規格，考慮合適的線性度。隨著頻率的增加，變壓器的非線性也同時增長，通常由相位不平衡控制，轉化為轉換器的偶次失真（主要是二次諧波失真）。但不要馬上把原因歸咎于轉換器。如果預期雜散特性差得遠，應先查看前端設計或變壓器。

圖3. 根據這個簡單的ADC模型進行數學分析，有助于解釋變壓器非線性度隨不平衡上升的原因。

不平衡（如圖3）因素很關鍵。須考慮變壓器輸入x(t)。輸入x(t)轉換成一對信號x1(t)和x2(t)。如果x(t)為正弦曲線，差分輸出信號x1(t)和x2(t)如下：

模數轉換器（ADC）建模為一個對稱三階傳遞函數：

則

理想情況：完全平衡

當x1(t) 和x2(t) 完全平衡時，該兩組信號為同一幅度（k1 = k2= k），恰好是180°錯相(Φ = 0°)。因為：

運用三角恒等式，收集頻率等信息，如：

出現差分電路的常見結果。理想信號的偶次諧波抵消，而奇次諧波沒有抵消。

幅度不平衡

現在假設兩個輸入信號的幅度不平衡，但沒有相位不平衡。此例中，K1≠K2，Φ= 0：

把公式7代入公式3，并再次運用公式14的三角恒等式。我們看到公式8中，此時二次諧波與幅度K1和K2的平方之差成正比，即：

相位不平衡

假設現在兩個輸入信號之間相位不平衡，沒有幅度不平衡。則k1 = k2，Φ≠0 :

把公式10代入公式3，簡化得到公式17。從公式17我們看到，二次諧波幅值與幅度K的平方成正比:

比較公式15和公式18可看出，二次諧波幅值受相位不平衡的影響比受幅度不平衡的影響更嚴重。相位不平衡狀態下，二次諧波與k1的平方成正比。幅度不平衡狀態下，二次諧波與K1和K2的平方之差成正比。由于K1和K2值大約相等，此差值較小。

高階匝數比或阻抗比變壓器的耐不平衡性較差。如果無法找到“合適的”變壓器，應用的線性也有問題的話，請嘗試使用多個級聯變壓器或巴倫。增加一個變壓器后，二次諧波失真通常會減少，因為第二個變壓器會發揮作用，重新平衡之前第一個變壓器從單端轉換為差分的信號。

某些情況下，可用兩三個變壓器，協助在高頻率下更充分地將單端信號轉換為差分信號（圖4）。該方法的缺點是電路板空間增加、成本提高、插入損耗（即高投入驅動能力）增大。新款高頻變壓器現已上市。安倫公司（Anaren）的專利設計采用無核心拓撲結構，允許只采用單一設備的千兆區域帶寬擴展。

圖4. 對于單端轉差分應用，可在各種配置中采用多個變壓器。

并非所有的變壓器制造商會使用同樣的方法，即使數據手冊規格明顯類似，相同情況下變壓器的運行情況可能也會不同。為前端設計選擇變壓器的最佳途徑是收集并了解考慮范圍內變壓器的所有規格，并索取制造商數據手冊中沒有說明的其它主要數據項?；蛘撸部墒褂镁W絡分析儀來衡量變壓器的性能。

寬頻帶的考慮因素

了解變壓器及其技術規格，對弄清前端電路究竟如何運行很有幫助。本質上講，設計寬頻帶網絡時，其他三個指標也需要加以考慮：帶寬、匹配情況和PCB（印刷電路板）布局本身。每個指標都很重要，對實現前端電路所需的最佳性能都有舉足輕重的作用。

雖然變壓器有規定的帶寬，但是前端電路設計可以限制實際提供帶寬，因為PCB固有的和ADC內部寄生效應往往會使變壓器提早滾降。即使選擇了適當的變壓器帶寬，有些設計可能也需要比實際測量值更高的帶寬。從轉換器的角度來看，仍有大量的帶寬。但是，從前端電路設計來看，根據所用的拓撲結構，帶寬可能有限或需要擴展。

一種擴展變壓器帶寬的方法是：各路轉換器模擬輸入（圖5）配置低Q值電感器或高頻鐵氧體磁珠(LS)。通帶平坦度可以改變，但需要運用這項技術重新*估。 圖5b 顯示不同值電感器與帶寬的結果?；€結果中，不存在L S。

圖5. 與轉換器的模擬端串聯的低Q電感或高頻鐵氧體磁珠可擴展帶寬(a)。不過，這也會影響通帶紋波(b)。“基線”測量時無電感。

前端電路的匹配（圖6）也可能具有不同的含義，取決于設計人員。根據定義，匹配只是表示前端網絡已確定某一等值源阻抗和負載阻抗（通常為50Ω）。 信號源和負載之間產生最大的信號功率傳輸，以最大限度減少各種反射。

圖6. 匹配不僅是定義源阻抗，而且要實現源阻抗和負載阻抗匹配。為了實現最大信號功率傳輸，需針對目標頻帶進行優化(b)。

通常采取復雜的共軛匹配方式，因為轉換器的內部輸入阻抗復雜，前端網絡設計中的變壓器也不理想。信號源確定為前端網絡的前一級。負載包括前端網絡。這包括變壓器、變壓器副邊端接和轉換器模擬輸入之間的端接或濾波，以及轉換器的復雜輸入阻抗。

匹配也涉及到帶寬。隨著帶寬在前端電路滾降，出現等值源阻抗和負載阻抗開始分離的良好跡象。預期帶寬內實現前端電路匹配，需要考慮多種規格才能確保性能不變，不僅涉及動態性能，即信噪比（SNR），而且還有無雜散動態范圍（SFDR）。這在高頻時特別重要，如前所述，前端電路往往會快速滾降。

特殊的前端電路設計為具有10至70MHz的通帶區，使用阻抗比為1:9的變壓器，并配置250MHz的帶寬。通過各種折衷手段，可以運用不同的方法來實現設計的邊界條件。常常只有一個設計可行或成為最佳選擇。該例中選中REVL，因為REVL對于設計要求的各種規格“匹配性”最佳。該設計也滿足超過85dB的動態雜散性能。同時具有整個目標頻帶內最好的輸入阻抗匹配，允許92％的信號功率轉移到這個網絡，并保持低于1dB的通帶平坦度。

“匹配”有時可能并不嚴格。但是，匹配后，前端網絡確定的一些性能參數在目標頻帶內確實得到了優化。

布局也是變量，可能會破壞任何前端設計，特別是高頻段的前端設計。不當布局會弄亂前端設計，造成意想不到的后果。定義前端設計時，不要一下子放棄所有辛苦得到的設計成果?；c時間保持良好對稱的布局。

如上例所述，使用多個級聯變壓器（圖7）可以抑制偶次諧波失真。這兩個布局圖描繪出ADC前端使用兩個變壓器布局之間的微小差異。但是，布局（b）在寬頻率帶運行得更好。布局更對稱，使返回電流或接地基準趨于正常。

圖7. 相同的級聯變壓器(a) 會產生不同的結果，具體取決于PCB (b和 c)走線的對稱情況。

快速傅立葉變換（FFT）性能曲線圖（圖8）驗證了16位125MSps雙通道ADC-- AD9268的測量值。使用對稱布局，得到圖8a 。在-1dBFS下施加140MHz中頻信號，可產生85dB二次諧波。圖8b 顯示同樣條件下非對稱布局的性能。二次諧波的測量值為79.5dB，性能損失大于5dB！

圖8. 圖7 (b)中上部變壓器的輸出布局更對稱，產生的頻譜如左圖所示。

請注意，與右圖的非對稱設計相比，左圖的二次諧波降低5 dB。

鐵氧體與非鐵氧體

傳統上，線繞變壓器或鐵氧體變壓器一直是轉換器前端電路設計的解決方案，可以將信號鏈的最后一級單端信號轉換為差分信號，典型阻抗轉換比為1:2、1:1和1:4。頻率低于200MHz時，線繞拓撲結構提供良好的性能，表現出良好的均衡相位和幅度性能，以及較少的插入損耗和回波損耗。

但是，線繞巴倫也有一些缺點，最嚴重的問題是較高頻率下性能降低。線繞巴倫基本上由集總元件組成，低頻率時運行良好，但在較高的頻率下，隨著寄生效應的影響越來越明顯，鐵氧體損耗逐漸增加，線繞巴倫的性能隨之降低。

根據定義，因為工作波長可比得上組件的物理尺寸，所以不適合使用集總元件。然而，安倫公司提供的一系列巴倫，采用非鐵氧體耦合、微波帶狀線結構，本身適合在更高的頻率，即200MHz以上使用。

這些巴倫采用耦合帶狀線設計，使用軟質纖維板（聚四氟乙烯/聚四氟乙烯）材料作為電介質。此類電介質通常損耗低，在較高頻率下，其插入損耗能維持在最小值。此外，這種技術允許大量的電路集中封裝，盡可能縮減封裝尺寸，采用典型鐵氧體拓撲結構可節約高達80％的空間。

不同于線繞巴倫，安倫公司的巴倫結構（圖9）沒有采用鐵氧體材料。非鐵氧體變壓器技術的另一個優勢是對更寬帶寬的差分阻抗變化不敏感，轉換器在采樣電路和保持電路間變動，使用輸入阻抗有變化的無緩沖模數轉換器時這種現象時有發生。巴倫或變壓器部分對轉換器阻抗的敏感度可能表現為其性能退化。

圖9. 可以看出，采用相同的 125-Msps 轉換器AD9640，分別配以常見的鐵氧體巴倫和安倫公司帶狀線巴倫，通帶平坦度有明顯差異。

設計ADC前端的寬帶網絡時，需要選擇變壓器類型，收集所需的規格資料，以便選擇最佳應用方案。選擇變壓器時要特別注意其不平衡性能。如以上拓撲圖所示，網絡設計可能需要兩三個變壓器。

如果需要額外的帶寬，可在變壓器副邊電路上使用一系列低Q電感或高頻鐵氧體磁珠。但記得要重新*估通帶平坦度，以確保處于控制中。整個通帶實現匹配可能不易做到。匹配實際上應該包括優化設計確定的所有規格，以獲得轉移到前端網絡的最大功率。

在布局方面，不要忽視前端的對稱性，或性能可能有所降低。最后還要注意，如今，其它可用的解決方案能夠解決一些最寬帶寬的應用難題，改進通帶平坦度和在更高頻率下的動態性能，同時還可節省PCB空間。