O 引言

電源管理系統己成為當前集成電路產業發展中的一個熱點，也是一個必不可缺的技術。沒有電源管理，許多市場都將不存在。電源管理可使移動電話、筆記本電腦、遙控電視、可靠的電話服務等許多市場成為現實?，F如今，電子產品己普及到工作與生活的各個方面，其性能價格比愈來愈高，功能愈來愈強，而供電的電源電路在整機電路中也是越來越重要。

電源系統設計不合理，就會影響到整個系統的架構、產品的特性組合、元件的選擇、軟件的設計和功率分配架構等。在不同的電流負載下，如何保證LDO的穩定性，對LDO的設計是一個挑戰。為此本文提出了一種LDO，并采用平滑極點跟隨技術來解決不同電流負載下的極點偏移所導致的穩定性問題，從而提高了PSRR。同時，其過壓保護電路也較好的防止了LDO輸出供電電壓過大的問題。

1 電路設計

圖1所示是本設計中LDO的電路結構。本LDO的基本結構由4級構成，主要利用誤差放大器A1、電壓放大器A2、電壓緩沖器A3、電壓調整管MPl和反饋網絡構成的負反饋環路來維持VOUT的穩定。米勒電容C1用來為電路進行頻率補償，第二級與第三級的帶寬要大，以便保證LDO處在穩定狀態。同時也應保證在較寬的頻帶下調整管的輸出電阻維持不變，以便得到較好的電源抑制性能。若將A2、A3、A4簡化成一個，這樣，一個兩級米勒補償的運算放大器的LDO增益帶寬即可表示成：

式中，gm1是A1的跨導。由上式可以看到，增益帶寬不隨負載電容的變化而改變。其主極點P1可以表示成：

Rol是A1的輸出電阻，類似于兩級米勒補償的運放。一般都希望合并后的第二級放大器是一個單極點系統，由于米勒補償引入的極點分離，次級點P2可近似表示成：

式中，是的跨導，gm4是A4的跨導。為了讓次級點一直在輸出節點，第二級和第三級的輸出極點必須推到一個比次級點大很多的很高的頻率上。為了保證其穩定性，次級點需要保持在輸出節點。

對于一個內部米勒補償的高增益系統，米勒補償能夠更好地在較大的負載電容范圍內控制其穩定性，同時，它也會提供一個更好的瞬態響應。因為米勒電容形成的一個高頻負反饋能直接耦合到輸出，而高增益能夠得到較好的直流及負載調制。不過測試結果顯示，在負載電流大幅度變化時LDO會有50 mV左右的調整。這是因為直流負載調制的性能被bonding wire的寄生電容所限制，直流的IR壓降通過寄生電容會直接惡化直流負載調制。

LDO的輸出電流要求從0到全負載(本設計為100mA)，因此gm4也會隨負載電流而變化，導致次級點P2也會隨著負載電流的變化而變化。設計時可用平滑極點技術來解決這個問題，對于R和MP2串聯組成的電路，它能動態的根據負載電流的變化來進行偏置。在大負載電流狀況下，R和MP2能夠偏置更大的電流以展寬電路帶寬，同時降低輸出電阻以適應次級點P2被推到更高的頻率下。在小負載電流狀態下，P2在較低的頻率，并將R和MP2偏置在更窄的帶寬和更大的電阻以保證其穩定性。靜態偏置電流要盡量小，以保證電路的低功耗。

調整管的柵極可設計成對地電阻明顯大于對VDD的電阻，以使得調整管的柵極能夠跟隨電源的變化，從而得到更好的電源抑制性。為了產生一個較小的對VDD的電阻，可用R和M串聯接在柵極與VDD之間。如果LDO的負載電流很小，那么，調整管將工作在弱反或亞閾值區，因此，MP的Vcs小于Vth，由于MP和MP的Vcs是相等的，MP被關掉。在這種情況下，R由前級電路的N管偏置。當LDO的負載電流很大時，調整管的Vcs增加，MP打開，并以一個很小的電阻開啟與R串聯，此時MP表現為一個開關。此時調整管柵極對VDD的電阻會極大地減小，同時前級偏置電流增加，帶寬也會增加。從環路穩定性來說，它允許LDO通過動態的改變調整管柵極處的帶寬和電阻來適應負載電流的改變，從而較好地提高電路的瞬態響應。

2 過壓保護

當LDO的輸出電源電壓高于一定數值時，過壓保護電路會自動啟動，并對電源電壓進行調整；而當電源電壓恢復到正常范圍時，保護電路又會自動關閉。圖2為過壓保護電路結構。需要注意的是，保護電路的調整管需要對大電流進行泄放，因而需要在版圖上對其進行特殊處理。

3 仿真結果

本芯片采用SMIC 0．18μm CMOS Logic工藝設計并流片。芯片面積為l70x280μm，靜態電流為200μA，電容采用MOM實現，其整體版圖如圖3所示。版圖內大部分為功率管及米勒電容。輸出電源線的走線應當盡量寬，同時可用多層金屬，以減小線上電阻。

4 結束語

當負載電流從O到100 mA時，本設計的LDO瞬態特性電壓紋波在50 mV以下，調整時間在20μs左右，同時，LDO的PSRR在低頻時可達到63d-B，100 kHz時有35 dB，完全可以滿足系統要求。