0 引言

隨著通信事業的發展，信息傳輸量日益增加，無論公用通信網還是專用通信網，通信的業務量都在迅猛增長，紅外和光系統已出現局限性，微波頻譜也已經非常擁擠，面臨這樣的局面，毫米波通信以其得天獨厚的優點得到各個領域的廣泛應用。

毫米波波長短，其設備體積小、重量輕、耗電小、機動性好，在同樣口徑天線下，短波長的毫米波能實現窄波束、低副瓣，因而在目標跟蹤和識別上能提供極高的精度和良好的分辨率，同時窄波束還可提高系統的隱蔽性和抗干擾能力?？赏ㄟ^構建基于軟件無線電原理的毫米波通用硬件平臺將其系統化，而基于軟件無線電原理的毫米波硬件平臺，要求系統的各個組成部分具有可編程、靈活以及小型化的特點。在最大程度上實現該硬件平臺的開放性、數字化、標準化和可編程化。數字上變頻和下變頻技術是構建毫米波通用硬件平臺的關鍵技術?；诖耍疚慕o出一種兩次變頻法的毫米波發射端上變頻方案，并利用Altera公司的Cyclone系列EP1Cl2F324完成基帶數字信號處理，實現對AD9-857的控制，在數字域完成基帶數字信號的內插濾波、正交調制、D／A變換等功能，實現70 MHz中頻載波上的QDPSK調制。

1 毫米波發射機

發射機是毫米波通信設備中的重要組成部分，其作用是將已調波經過變頻、放大、濾波等處理后，輸送給天饋系統，發向通信對方或轉發中繼站。發射機的變頻方案可分為兩種：直接變頻法和兩步變換法。直接變頻法是將調制和上變頻合二為一，在一個電路里完成；兩步變換法是將調制和上變頻分開，先在較低的中頻上進行調制，然后將已調信號上變頻到較高的載頻上(毫米波頻率)。

直接變頻法雖然簡單，但由于其承受功率限制，電路不能有效地提供足夠的輸出功率和較大的動態范圍，并且其他諧波的電平會遠高于所需的信號，對濾波器和放大器的要求也非常高。兩步變換法可減弱直接變頻法的缺點，并且對載波適應性強，頻率靈活性好，合理的頻率配置可有效地抑制各種雜散和變頻過程中產生的諧波、交調分量，提高系統的抗干擾性能。本方案采用兩步變換法，又由于系統工作在毫米波頻段，其工作頻率比較高，采用二次或多次的變頻方案。

本設計要將70 MHz的信號上變頻到31 GHz輸出，考慮到經過功率放大后的強發射信號泄漏對發射機性能指標將造成影響，并且此時采用濾波器來提取輸出信號非常困難，代價昂貴，因此采用兩次變頻的方法，將中頻信號調制后上變頻到毫米波頻段。設計方案如圖1所示。

圖1中，基帶信號經中頻調制后得到70 MHz的中頻信號，中頻信號經中頻放大和低通濾波后與2．93 GHz混頻得到3 GHz，再將3 GHz與29 GHz混頻得到31 GHz，即利用混頻上變頻到毫米波頻段。其中帶通濾波器用于抑制邊帶噪聲及倍頻產生的干擾，射頻放大器用于補償倍頻損耗。對于第一本振為獲得較高的頻率穩定度、相位噪聲指標和頻率分辨率，可采用混頻鎖相法設計。對于第二本振，由于其頻率達到29 GH- z，接近毫米波頻段，可采用微波鎖相，然后再倍頻的方案實現。

2 中頻調制方式選擇

毫米波信道一般為非線性信道。主要是以數字恒包絡調制為主，非恒包絡調制信號或多載波信號經過毫米波非線性信道時，將導致頻譜擴展或產生交調失真信號。帶內失真分量會干擾調制信號，產生矢量偏差，影響調制精度，使接收解調時的誤碼率增加；帶外失真分量則會干擾鄰近的信道。同時由于毫米波的功率放大技術成本較高，功率輸出有限，毫米波信道是屬于功率受限型，在接收端應采用相干解調技術。因此在選擇適合毫米波通信信道的調制方式時，要注意以下幾點：

(1)要注意它與系統在信噪比方面的匹配度，要盡量使用在相同信噪比的條件下，具有較低誤碼率的調制方式，同時要考慮其頻帶的利用率；

(2)要考慮其在非線性信道上性能的惡化量，要盡量使用恒包絡調制方式；

(3)要分析其抗衰落的性能并考慮采用適當的措施予以補償。

數字通信系統中主要有ASK，FSK和PSK三種基本的調制方式，對目前常用的調制解調方式進行性能比較，可得出，在調制方式的實現方面，2PSK／2DPSK設備簡單、抗干擾能力強，對衰落信道和非線性信道的適應能力強，但頻譜利用率不高。2FSK設備簡單，對衰落信道和非線性信道的適應能力強，但其頻譜利用率和抗干擾能力都比2PSK／2DPSK差。4PSK／4DPSK的頻譜利用率是2PSK／2DPSK的兩倍，抗干擾能力與后者一樣。設備復雜程度只有少許增加，對衰落信道的適應能力適中，對信道的線性指標要求也不太高。8PSK與 4PSK／4DPSK相比，具有更高的頻率利用率，但設備復雜程度有所增加，對信道的衰落和失真特性也比后者敏感，需要采取一定措施來改善性能。

在抗噪方面，PSK性能最好、DPSK次之，其三是FSK，而ASK性能最差。但是，PSK系統的性能雖然優于DPSK系統，可它容易出現“相位模糊”。從系統的頻帶利用率來看，PSK和ASK比FSK占據更窄的信道帶寬，即PSK和ASK更有效，所以從抗噪聲性能和提高信道帶寬利用率角度來看，PSK是所有二進制鍵控方式中最優的一種。

通過以上分析，由于QDPSK的頻譜利用率高于BPSK等方式，而抗噪聲性能要高于8PSK，16QAM等，且工程實現簡單，成本較低，因此本設計選用QDPSK調制方式。

3 數字正交上變頻器選擇

數字上變頻器主要是對輸入數據進行各種調制和頻率變換，即在數字域內實現調制和混頻。表1給出了具有代表性的數字上變頻器HSP-50215，GC4114和AD9857三種芯片的性能比較。

在比較了3種芯片的雜散性能和頻率分辨率等性能參數的基礎上，可得出AD9857的工作頻率最高，由于集成的高速直接數字合成器輸出頻率要小于系統時鐘的43％，因此輸出頻率范圍最大。此外AD9857內部的14位高性能高速數／模轉換器，可提高系統的集成度和穩定度。綜上所述，本文采用 AD9857實現毫米波系統數字上變頻。

4 中頻調制設計

本設計采用基于DDS技術的正交上變頻器AD9857與FPGA相結合的方案實現70 MHz中頻的QDPSK調制。系統框圖如圖2所示。

由圖2可知，基于EP1Cl2F324的FPGA主要實現基帶信號處理、FPGA與AD9857的串口通信、FPGA與AD9857的并口通信和時鐘控制設計。

信源首先經串并轉換將輸入的單路串行數據轉換為雙路并行數據，經過串并轉換產生的數據速率減半，再經過“差分編碼”轉換為相對碼，通過并口送入 AD9857進行絕對調相。在FPGA與AD9857串口通信中，當CS為低電平時，開啟AD9857的串口，FPGA通過SDIO將控制字發送給 AD9857，設置AD9857的工作方式，當CS為高電平時，關閉AD9857的串口，串口通信仿真如圖3所示。在FPGA與AD9857的并口通信中，當TXEN-ABLE為高電平時，通過PDCLK讀取FPGA中的14位并行數據送入AD9857，當TXENABLE為低電平時，關閉AD9857 的并口，并口通信仿真如圖4所示。

40 MHz晶振為EPlCl2F324提供系統時鐘；經FPGA八分頻后通過SCLK送入AD9857中，作為串口通信時鐘；經AD9857內部PLL倍頻器五倍頻后，作為AD9857的內部系統時鐘。

AD9857工作在正交調制模式，14位并行I／Q數據分成兩路交替輸入，經過CIC濾波器，可編程內插器后送人正交調制器。DDS核產生正交本振信號到正交調制器，分別與I／O信號相乘后相加或相減，產生正交調制信號。最后通過14位DAC轉變為正交調制的模擬信號輸出。

5 結語

采用AD9857和FPGA相結合的方法實現了中頻調制，由于AD9857采用了直接數字頻率合成技術，消除了由模擬調制所引起的相位、增益的失衡和交調失真。該設計簡化了系統結構，降低了成本，提高了系統的性能和可靠性。同時提出了一種采用兩次變頻的上變頻方案，此