1 引言
由于大功率風機、水泵的變頻調速方案可以收到顯著的節能效果,具有重大的經濟效益,因此,高壓大功率變頻調速技術的研究已發展成為各國節能事業的主導方向之一。電力電子變流電路仍然是變頻技術的核心,由于電力電子器件都工作于開關狀態,由這些電路構成的裝置已成為電力系統中的主要諧波源,變頻器輸出的諧波電流會引起諧振和諧波電流放大,危害旋轉電機和變壓器,影響繼電保護和電力測量準確性。近年來,圍繞抑制諧波電流,研究人員在電路結構和控制技術等方面提出了不同的整流和逆變方案,形成了多樣化的大功率變頻技術。
本文系統地歸納了高壓大功率變頻器的結構，研究了各類變頻器的諧波抑制原理，深入分析了高壓大功率變頻器的輸入、輸出諧波，并以IEEE-519規定為標準，進行了比較研究，為變頻器的選擇提供了參考。
2 諧波抑制標準（IEEE-519）簡介
為了限制變流裝置及非線性負載對電力系統的諧波干擾，世界各國及相關組織都制定了有關標準，以保證電網的供電質量。其中最具權威性的是美國電氣和電子工程協會（IEEE）制定并作為美國國家標準（ANSI）的IEEE-519。該標準詳細分析了波形畸變的原因及其影響；確定了判別畸變程度的參量；制定了對電力系統中波形畸變的限制；介紹了波形畸變的分析方法和控制措施等，對從事大功率變頻調速系統開發和應用的工程技術人員具有指導性的作用。
IEEE-519中的限制均是針對系統穩態運行時提出的“最差”條件，暫態過程中允許出現超過此標準的情況。表1列出了IEEE-519對電壓諧波的限制標準。
表1 IEEE-519對電壓諧波的限制標準
表2列出了低于6.9kV的供電系統中，在不同的短路比（短路比SCR定義為最大短路電流IS與平均設定最大負載電流IL之比）條件下，其諧波電流值和總諧波畸變系數（THD）值的限制，而偶次諧波限制在奇次諧波的25%以下。因此，按照電力電子裝置容量與電力系統短路容量之比，正確選擇主電路聯結形式（等效相數、脈波數）和控制方式，就十分重要。
表2 IEEE-519對電流諧波的限制值
3 高壓變頻器輸入諧波分析
3.1 多脈動整流抑制輸入諧波的基本原理
多重移相疊加技術是由A.Kernick等人早在1962年提出的。該技術采用脈動寬度為60°的6脈動三相全波整流（或等效三相全波整流）作為基本單元，使m組整流電路的交流側電壓依次移相α＝60°/m，則可組成脈動數為p=6m的多脈動整流。其脈動數p、組數m、移相角α及對應的諧波次數h之間的關系如表3所示。
表3 多脈動整流的組成
對于12脈動整流，整流變壓器為常規接法的Y/Y-12（或Δ/Δ-12）和Y/Δ-11或(Δ/Y-1)，二者交流側副方電壓互相移相30°，直流側并聯(或串聯)后組成12脈動整流。
對于18脈動及以上的整流，整流變壓器繞組采用曲折接線（Z接線）實現，各整流單元并聯（或串聯），共同向負載供電。只要滿足m組6脈動整流交流側的電壓U(n)(n=1,2,……,m)依次移相α=60°/m，即可得到p=6m脈動的多相整流。具體變壓器組別選擇情況如表4。
3.2 多脈動整流輸入諧波的仿真分析
利用Matlab中的Simulink/Power System工具箱對多脈動整流仿真研究。本文構建了多重化整流的統一分析模塊，設置參數后，使其能夠實現12、18、24、30、36脈動整流電路的工作特性。按照參數面板中相關說明，選擇合適的變壓器接法，并輸入相移角度，即可實現相應脈動數的多重化整流仿真分析。多脈動整流輸入仿真電路的參數設置面板如圖1所示。
圖1 多脈動整流仿真電路參數設置對話框
以12脈動的仿真為例，波形及頻譜如圖2所示，可以看出12脈動時主要諧波為12k±1次，和理論分析相符合。
圖2 12脈動整流波形及其頻譜
結合IEEE-519中的標準，對各脈動數整流進行比較如表5所示，可見，在不增加其他濾波裝置的情況下，12脈動整流很能滿足IEEE-519中的要求，在各個范圍內諧波含量均超出標準。36脈動情況要好的多，35次以下諧波及THD都能滿足IEEE-519的要求，但仍然含有較大的35、37等次的諧波。
由分析可以看出，多脈動整流很好的解決了變頻器輸入端的諧波抑制問題，尤其對低次諧波的抑制效果明顯，且輸入波形近似為正弦，很好地滿足了要求。但是，同IEEE-519中的標準相比較，在不增加其他濾波裝置的情況下，多脈動整流不能在各次諧波上都滿足IEEE-519中的要求，高次諧波的影響仍然很明顯，需要與其它濾波器配合使用。
4 高壓變頻器輸出諧波分析
作為高壓大功率變頻器的輸出環節，高性能的逆變器是其性能的保證。但高壓大功率變頻器并不像低壓變頻器一樣有著成熟、統一的技術，各種拓撲結構、控制方案都有其各自的優缺點。
4.1 變壓器耦合輸出型逆變器輸出諧波分析
1999年，由Cengelci E等人提出該拓撲，其主要思想是通過變壓器將3個由高壓IGBT或IGCT構成的常規二電平三相逆變器的輸出疊加起來，實現高質量的三相高電壓輸出、低dv/dt的PWM波，而且很好地保證了平衡運行，對每個三相逆變器的利用率都接近100％，這些特點使它特別適合于對恒轉矩和變轉矩負載的驅動場合。并且這3個常規逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結構及控制方法都大大簡化。此結構如圖3所示。
圖3 變壓器耦合輸出型逆變器拓撲
變壓器耦合輸出型逆變器只需3個獨立的三相逆變器就可以產生中高壓輸出，在運行時每個逆變器都是平行的，各提供1/3的輸出功率，因此為高壓系統使用低壓IGBT器件提供了方便，這種平衡運行狀態也使得直流側電容不需要儲存太多的能量。輸出變壓器的存在,有利于產生更高的輸出電壓,且能消除逆變器間的環流。
該結構在Matlab中的仿真波形及其頻譜如圖4、5所示。
圖4 變壓器耦合輸出型變頻器輸出電壓及頻譜
圖5 變壓器耦合輸出型變頻器輸出電流及頻譜
變壓器耦合輸出型逆變器的輸出波形可等效為7電平線電壓PWM波,優于普通二電平變頻器,dv/dt也較低,只含有非常小的低次諧波,THD值也很低,但高次諧波仍然存在,如23、25次諧波等,這主要是由于每個獨立的逆變器采用PWM調制而造成的,采用更好的調制策略或增加一個小容量的低通濾波器可以解決這一問題。
4.2 多電平逆變器
日本長岡科技大學的A.Nabae等人于1980提出三電平逆變器，也稱中點箝位式（Neutral point clamped:NPC）逆變器。經過多年的研究，出現了兩種主要的拓撲結構:二極管箝位式;飛跨電容式。二極管箝位式拓撲如圖6。
圖6 三電平逆變器拓撲
與傳統的二電平拓撲結構相比較，中點箝位式三電平逆變器更適合于中高壓變頻裝置高電壓、大容量的特點，特殊的拓撲使得器件具有2倍的正向阻斷電壓能力，其多層階梯形輸出電壓，理論上可通過增加級數而使輸出電壓波形接近正弦，減少諧波，在同樣輸出性能指標下，三電平的開關頻率將是二電平的1/5，從而使系統損耗小。隨著電平數增加，每個電平幅值相對降低，dv/dt變小，主電路電流含有的脈動成分減小，轉矩脈動和電磁噪聲都得到有效的抑制。
雖然三電平變頻器結構簡單,能夠實現四象限運行,但是因目前器件耐壓水平的限制,只能達到4.16kV等中高壓情況，若要輸出更高的電壓須采用器件串聯方法，但會帶來均壓等問題。
圖7、8為三電平逆變器輸出電壓、電流波形及其頻譜。
圖7 線電壓波形及其頻譜
圖8 交流側電流波形及其頻譜
4.3 多重化逆變器
單元級聯多重化結構是對多重化技術的推廣和應用，是多重化變頻器的一種。如圖9所示，單元級聯多重化變頻器采用若干個低壓PWM變頻功率單元串聯的方式實現直接高壓輸出，電平數的增加有效的抑制了輸出諧波。由于每個功率單元模塊中除了含有逆變輸出結構外，同時含有整流功能，從而相應的實現了整流部分的多重化，使得變頻器輸入、輸出諧波抑制同步完成。其諧波抑制原理與普通多重化相似，也是利用相移技術，使每個功率模塊的某些次輸出諧波相互錯開一定的角度而被消除。
圖9 單元串聯多重化變頻器
雖然是串聯結構，但由于直流側采用相互分離的直流電源，不存在電壓平衡問題。無需二極管和電容的限制，串聯型結構電平數可較大。一般二極管、電容箝位式限于7或9電平,而串聯型結構卻無此限制。由于每一級逆變橋構造相同,給模塊化設計和制造帶來方便。
但由于使用的功率單元及功率器件數量太多，以每相三單元串聯為例，6kV系統要使用90只功率器件（54只二極管，36只IGBT），裝置的體積太大，安裝位置成問題。
該拓撲在Matlab中的仿真波形及其頻譜如圖10、11所示。
圖10 單元級聯多重化輸出電壓及其頻譜
圖11 單元級聯多重化輸出電流及其頻譜
4.4 高壓變頻器輸出諧波與IEEE-519比較分析
三種逆變結構的各主要次諧波與基波含量比值如表6、7所示，所有數據均在無額外濾波裝置的情況下，利用Matlab/Simulink仿真得到。結合IEEE-519中的標準，進行比較分析。變壓器耦合輸出型變頻器基本能滿足IEEE-519中的要求，尤其在低于23次的諧波含量完全小于IEEE-519中限定的數值，只是由于PWM載波比的影響在23、25次附近出現較大的諧波。三電平逆變也基本能滿足IEEE-519中的要求，在低次諧波未超出標準。單元級聯多重化變頻器性能最優，很好的滿足了IEEE-519中的要求，在各個范圍內諧波含量均未超出標準。在總諧波畸變率方面，三種輸出結構都滿足IEEE-519標準的要求。
三種拓撲都各有優缺點，但都很好地解決了變頻器輸出諧波的抑制問題，使得輸出波形更接近正弦。通過與IEEE-519標準的對比發現，在不安裝其他濾波環節的情況下，以單元級聯多重化變頻器的效果最佳，完全達到了IEEE-519的規定，除此之外，其它結構不能完全滿足標準中的限定值，需要在一定容量的濾波環節輔助下工作。
5 結束語
隨著高壓大功率變頻器的廣泛應用，改進其拓撲結構從而有效的抑制和減少交流側諧波的產生已成為工程師門追求的目標。多重化結構作為變頻器整流側普遍采用的拓撲結構，已經能夠滿足不同場合、不同電壓等級的需要，但當重數增加時，雖然諧波抑制效果明顯，但裝置的結構復雜，變壓器損耗增加，故普遍采用12、18脈動結構。這樣只要增加一個小容量的濾波器就可以很好的滿足IEEE-519的要求。
逆變側，單元級聯多電平結構的輸入、輸出諧波抑制效果最佳，但系統結構復雜，器件數量多，體積龐大。三電平結構簡單，所需器件數最少，但受到電平數的限制諧波抑制效果稍差，且存在中點電位平衡問題，這也是阻礙諧波抑制效果的因素之一，將NPC在整流側實現可以解決這一問題。變壓器耦合輸出型結構，可以在采用目前耐壓水平器件的情況下，滿足高壓大功率的需要，且結構簡單、器件數量相對較少，諧波抑制效果介于以上兩種結構之間，是一種折中的方案.