寬帶放大器用于儀表、波形合成、數據采集，以及反饋控制系統。為保證這類系統的穩定設計，必須驗證高速下的精密運算。這一要求帶來了困難的測量挑戰。寬帶運放具有0.2 mV的偏壓直流精度，增益帶寬為400 MHz，轉換速率為2500V/μs（參考文獻1）。IC設計者要在快速轉換速率與短振鈴時間之間作出權衡。快速轉換放大器一般會延長振鈴時間。這種組合使選擇放大器和頻率補償工作更加復雜化（見附文1：“對放大器補償的實際考慮”）。另外，極快放大器的架構一般會導致折衷，這也會使直流誤差指標降級。

　　穩定時間的定義

        驗證放大器直流規格是一件相對簡單的事。各種文獻都定義了要使用的測量技術。而要獲得可靠的交流規格，則需要采用更復雜的方法。無論何種速度下的測量都需要仔細小心。動態測量尤其具有挑戰性，而放大器穩定時間也很難確定（參考文獻2?7）。穩定時間是從施加一個輸入，直到呈現輸出，并且在圍繞最終值的一個規定誤差帶內保持的延續時間。放大器廠商通常在滿量程轉換上設定這個規格。

　　穩定時間包含三個各異的成分（圖1）。延遲時間較小，幾乎完全來源于放大器的傳播延遲。在這一期間，沒有輸出的動作。在轉換時間內，放大器以最快的速度走向最終值。振鈴時間定義的是放大器從回轉中恢復出來，并在某個預定誤差帶內停止動作的區間。對納秒級穩定時間的測量需要精細的方案和實驗技能。

　　穩定時間的傳統測量方式是用一個虛假匯總節點（false-sum-node）技巧（圖2）。電阻與放大器構成一個橋網絡。當驅動放大器的輸入端時，如果電路采用的是理想電阻，則輸出端會步進到輸入電壓。在轉換周期內，幾只連接到穩定節點的二極管限制了電壓的偏移。當穩定發生時，示波器探頭電壓應為0V。電阻分壓器的衰減使探頭的輸出電壓等于穩定電壓的一半。

　　理論上，應可以觀察到此電路快速地穩定至小波幅。但實際上不可能依靠它作有用的測量。這個電路有幾個缺點，包括要求輸入脈沖有一個在所需測量極限內的平頂。一般情況下，對5V步長，感興趣的穩定電壓小于5 mV。所有通用的脈沖發生器都不能將輸出幅度和噪聲保持在這些極限值內。您無法區分出發生器產生的誤差和與放大器相關的誤差。

　　示波器連接也會帶來問題。隨著探頭電容的增加，電阻結的AC負載也影響著觀測到的穩定波形。1×的輸入電容過高，因此不適用這種測量。10×探頭的衰減會損及示波器的增益，并且它10 pF的輸入電容仍然會在納秒級速度下產生明顯的滯后。如果使用一個有源的1×、1pF FET（場效應晶體管）探頭，則可以大大減輕這個問題，但仍有更嚴重的問題。

　　在放大器轉換期間，可以在穩定節點使用箝位二極管，降低電壓擺幅。這種方案的目標是防止電路對示波器輸入端的過驅動。不幸的是，肖特基二極管上400 mV的壓降意味著示波器要承受一個不可接受的過載（參考文獻8）。對不同型號和品牌的示波器，其過驅恢復特性有很大的差異，廠商通常并不給出它的規格。在0.1%分辨率時，示波器一般會在10 mV/刻度時承受10倍的過驅，因此難以獲得所需要的2.5 mV基準線。

　　用這種辦法，沒有希望在納米速度下進行測量。

　　因此，要測量寬帶放大器的穩定時間，就需要一種能以某種方式抑制過驅動的示波器，以及一個平頂脈沖發生器。唯一提供固有過驅動抑制能力的示波器技術是經典的模擬采樣示波器。不要將這些示波器與有過驅動約束的現代數字采樣示波器相混淆（參考文獻8）。有些文章解釋了經典采樣示波器的工作原理（參考文獻9?13）。盡管可以買到一些這類二手的儀器，但它們的廠商已不再生產了。不過，您可以借鑒經典模擬采樣示波技術的過載優點，自己做出一個電路。另外也可以使電路具備用作納秒穩定時間測量的特性。

　　避免平頂脈沖發生器需求的方法是作電流轉換，而不是電壓。控制一個快速穩定的電流進入放大器的匯總節點，要比控制一個電壓更容易。這種方案減輕了輸入脈沖發生器的工作，不過仍然必須有約1ns的上升時間，以避免測量誤差。

　　實際測量

一個可以測量寬帶放大器穩定時間的電路具有了經典方法的特性，不過還表現出了某些新東西（圖3）。示波器通過一個開關連接到穩定點。通過從輸入脈沖觸發一個延遲脈沖發生器，可確定開關的狀態。延遲脈沖發生器的時序安排是，穩定接近完成時才閉合開關。用這種方式，可以從時間和波幅兩個方面采樣進入的波形。示波器上沒有任何后臺動作；因此也不會出現示波器過驅動的問題。

　　開關是在放大器的匯總節點上，用輸入脈沖控制。這個開關通過一個電壓驅動電阻，門控進入放大器的電流。這種方案消除了對平頂脈沖發生器的需求，

        不過開關必須足夠快速，并且沒有驅動效應。

　　要更詳細的話，可將延遲脈沖發生器分離成為一個延遲部分和一個脈沖發生器，從而可以分別改變它們（圖4）。示波器的輸入端有一部分用于補償穩定時間測量路徑的傳播延遲。同樣，其它延遲也補償了采樣門的脈沖發生器傳播延遲。這個延遲產生了一個脈沖的相位提前版，它觸發待測放大器去驅動采樣門的脈沖發生器。這種方案做到了采樣門與脈沖發生器傳播延遲的無關性，從而改進了最小可測安全時間。

　　圖4電路最突出的新東西是二極管橋開關以及乘法器IC。二極管橋與匹配的低電容肖特基二極管與高速驅動相結合，得到明確的開關動作。這個橋快速地切換進入放大器匯總點的電流，穩定時間在1 ns內。對地箝位的二極管可防止過高的橋驅動擺幅，保證沒有不理想的輸入脈沖特性。

　　對采樣門乘法器IC有嚴格的要求。它必須有準確的通帶信號路徑信息，而不會帶入特殊的成分，尤其是對那些源于提供采樣門脈沖的開關指令通道。FET或采樣二極管橋可能是采樣門開關的常見選擇。但FET有寄生的柵極-通道間電容，會在信號路徑中產生較大的柵極驅動饋通。在幾乎所有FET中，這種饋通多數時候都大于觀測的信號，會帶來示波器過載，掩蓋了開關的作用。二極管橋好一些；消除它的小寄生電容較簡單，并且其對稱的差分結構可獲得低的饋通。但是，橋需要作DC和AC修整，還要復雜的驅動與支持電路（參考文獻3、4、7和14）。

　　為避免這些問題，采樣門乘法器IC用作一個有低饋通的寬帶高分辨率開關。這種方案最大的優點就是可以將開關控制通道保持在帶內。轉換速率保持在乘法器IC的250MHz通帶內。乘法器寬的帶寬意味著總能控制開關指令的轉換，不存在帶外的響應，這大大減少了饋通和寄生效應。

　　穩定時間的電路

你可以通過一個反相器A的延遲網絡與一個由類似反相器C構成的驅動級，用輸入脈沖切換輸入橋（圖5）。延遲補償了采樣門控脈沖發生器的延遲響應。這一步確保了在放大器待測轉換時間結束后，立即出現采樣門的脈沖。延遲范圍的選擇使采樣門脈沖可以出現在放大器轉換前。這種性能在正常工作時是沒有用的，雖然它可以保證你總能捕捉到穩定間隔。

　　C反相器構成了一個非反相驅動級，用于二極管橋的切換。通過各種調整，可以優化驅動器的輸出脈沖形態（見附文2“穩定時間電路的修正過程”）。這種方案為二極管橋提供了一個干凈而快速的脈沖。高保真的脈沖不會有無阻尼的成分。它能防止產生輻射和破壞性的地電流，避免降低測量噪聲背景的等級。驅動器還激活B反相器，它為示波器提供一個時間相關的輸入級。

　　驅動器的輸出脈沖通過1N5712二極管箝位的正向壓降，以不到1ns的時間轉換。這個轉換使二極管橋產生了一個幾乎瞬時的切換。干凈的穩定電流進入放大器待測匯總點，產生了一個成比例的放大器輸出動作。用一只拉至-5V的1kΩ電阻，為放大器的匯總點建立一個負偏流。該電流與輸入電流級相結合，產生一個-2.5V?+2.5V的放大器輸出轉換。這個放大器輸出再送至一個偏置在5V的分壓器。調整電位器至一個標稱500Ω值，使得當待測放大器轉換到-2.5V時，由兩只肖特基二極管箝位的結點電壓轉換為0V。緩沖放大器卸載這個箝位穩定結點，為AD835乘法器IC提供穩定時間信號。

　　進入乘法器IC的其它信號路徑使用一只20kΩ的電位器，設定輸入脈沖的延遲時間。這個電位器饋送至三個比較器，用一只2kΩ電位器設定延遲脈沖寬度。這一步設定了采樣門的導通時間。Q1級使采樣門的脈沖成為一個干凈而快速的上升時間。這種技術為采樣門的乘法器IC提供了純凈、已校正幅度的on/off切換指令。適當的采樣門脈沖延遲設置意味著示波器在穩定時間徹底結束前，不會看到任何輸入，從而消除了示波器過驅問題。通過調整采樣窗口的脈沖寬度，可以觀測到所有剩余的穩定動作。這種方式下，示波器的輸出是可靠的，可以獲得有意義的數據。

　　性能結果

電路的工作性能很好（圖6）。軌跡A是時間校正后的輸入脈沖，軌跡B是放大器的輸出，而軌跡C是采樣門的脈沖，軌跡D是穩定時間的輸出。在說明波形的位置時，要注意軌跡B相對于時間校正后的軌跡A有時滯。這種時滯說明了軌跡B在軌跡A前的虛假動作。當采樣門的脈沖升高時，采樣門作整齊的切換。您可以方便地觀測到放大器擺動的最后20 mV。另外還可以看到整個振鈴時間，以及放大器很好地穩定到一個最終值。

　　當采樣門的脈沖變低時，采樣門只需要2 mV的饋通就可關閉。任何時候都不會出現其它動作，永遠不會使示波器過載。

　　可以通過調整示波器的垂直與水平刻度，使穩定的細節更清楚（圖7）。穩定時間的測量開始于經時間校

        正的輸入脈沖。另外，穩定信號幅度是針對放大器作校正，而不是穩定節點。這種方案消除了由穩定節點電阻比所造成的歧義。軌跡A是經時間校正的脈沖，而軌跡B則是穩定的輸出。您可以很容易地觀測到最后50 mV的轉換。

       對待測放大器反饋電容CF的優化后，放大器可在9 ns內，穩定在5 mV（或0.1%）中（見附文1“對放大器補償的實際考慮”）。

　　將采樣窗口或放大器轉換向后調到最后50 mV，是一種好的做法。這個步驟使您能夠觀測到振鈴時間的起始，而不會造成示波器的過驅。基于采樣的方案提供了這種能力，并且它還是一種強大的測量工具。較慢的放大器可能需要擴展的延遲、采樣窗口時間，或兩者?？梢栽诿}沖發生器的延遲時序網絡中采用較高值電容，滿足這些需求。

　　驗證結果

基于采樣的穩定時間電路看似是一種有用的測量方案。確保信心的一個好方式是用一種替代方法做相同的測量，看結果是否相符。

　　經典的采樣示波器本身就能抑制過驅（參考文獻8）?？梢岳眠@種特性，嘗試在箝位的穩定節點處直接測量穩定時間（圖8）。電路通過4S1垂直插件和5T3時序插件，給了一臺Tektronix 661型示波器很大的過驅，但該儀器明顯能抵御這個損害（圖9）。軌跡A是經時間校正的輸入脈沖，而軌跡B是穩定信號。雖然有野蠻的過驅，但示波器響應明確，給出了一個合理的穩定信號。

　　可以目視對結果作比較（圖9與圖10）。理想情況下，如果兩個方案都有很好的測量技術，并且正確地構建，結果應該是一樣的。如果是這種情況，則兩種方法產生的數據均有很高的有效概率。兩種測量方法確定顯示有近乎一致的穩定時間，以及高度類似的穩定波形標志。這種一致性為測量結果提供了高度的可靠性。噪聲背景與信號饋通都有2mV的幅度分辨率限制。時間分辨率的極限對5mV的穩定約為2ns。