圖1. PIN二極管
當PIN二極管正向偏置時，來自P材料的空穴和來自N材料的電子注入I區。電荷并不能立即完成重新合并;電荷重新合并所需的有限時間量稱為“載流子生命周期”。這導致I區中存在凈存儲電荷，因而其電阻會降至某一個值，稱為二極管的有效導通電阻RS(圖2a)。
當施加反向或零偏置電壓時，二極管呈現為一個大電阻RP，它與電容CT 并聯(圖2b)。通過改變二極管幾何結構，可以使PIN二極管具有不同的RS和CT組合，以滿足各種電路應用和頻率范圍的需要。
圖2. PIN二極管等效電路：a) 導通，IBIAS >> 0;b) 截止，VBIAS ≤ 0。
驅動器提供的穩態偏置電流ISS和反向電壓共同決定RS和CT的最終值。圖3和圖4顯示了典型PIN二極管系列——M/A-COM MADP 042XX8-13060系列硅二極管的參數關系。二極管材料會影響其特性。例如，砷化鎵(GaAs)二極管幾乎不需要反向偏置就能實現低CT值，如圖9所示。
圖3. 硅二極管導通電阻與正向電流的關系
圖4. 硅二極管電容與反向電壓的關系
PIN二極管中存儲的電荷可以利用公式1進行近似計算。
(1)
其中：
QS = 存儲的電荷
τ =二極管載流子生命周期
ISS = 穩態電流
要導通或截止二極管，必須注入或移除所存儲的電荷。驅動器的工作就是以極快的速度注入或移除所存儲的電荷。如果開關時間小于二極管的載流子生命周期，則可以利用公式2近似計算實現快速開關所需的峰值電流(IP)。
(2)
其中：
t = 所需的開關時間
ISS = 驅動器所提供的穩態電流，用來設置PIN二極管導通電阻RS
τ = 載流子生命周期
驅動器注入或移除電流(或“尖峰電流”)i可以表示為公式3。
(3)
其中：
C = 驅動器輸出電容(或“尖峰電容”)的值
v = 輸出電容上的電壓
dv/dt = 電容上的電壓的時間變化率
PIN二極管偏置接口
將開關驅動器控制電路與PIN二極管相連，以便通過施加正向或反向偏置來開關二極管，是一項具有挑戰性的工作。偏置電路通常使用一個低通濾波器，它位于RF電路與開關驅動器之間。圖5顯示了一個單刀雙擲(SPDT) RF開關及其偏置電路。當設置妥當時，濾波器L1/C2和L3/C4允許將控制信號施加于PIN二極管D1–D4，控制信號與RF信號(從RF IN切換至PORT 1或PORT 2)的相互影響極少。這些元件允許頻率相對較低的控制信號通過PIN二極管，但會阻止高頻信號逃離RF信號路徑。不正常的RF能量損耗意味著開關的插入損耗過高。電容C1、C3和C5阻止施加于二極管的直流偏置侵入RF信號路徑中的電路。直流接地回路中的電感L2允許直流和低頻開關驅動器信號輕松通過，但對于RF和微波頻率則會呈現高阻抗，從而降低RF信號損耗。
圖5. 典型單刀雙擲(SPDT) RF開關電路
偏置電路、RF電路和開關驅動器電路全都會發生交互影響彼此的性能，因此像所有設計一樣，權衡考慮各種因素十分重要。例如，較大的C2和C4 (>20 pF)對RF性能有利，但對驅動器則是麻煩，因為大電容會導致上升沿和下降沿較慢?？焖匍_關對大多數應用都有利;因此，為了實現最佳驅動器性能，電容必須極小，但為了滿足RF電路要求，電容又必須足夠大。
傳統PIN二極管驅動器
PIN二極管驅動器有各種形狀和尺寸。圖6給出了一個可提供高開關速度的典型分立開關驅動器的原理圖。這種驅動器既可以采用“片線”(混合)結構來實現，也可以采用“表貼”(SMT)器件來實現;前者非常昂貴，后者雖不昂貴，但需要的印刷電路板(PCB)面積多于混合結構。
圖6. 分立開關驅動器電路
還有專用開關驅動器集成電路(IC);這些IC十分緊湊，提供TTL接口，并具有良好的性能，但靈活性有限，而且往往很昂貴。
還有一種開關驅動器架構應當考慮，即采用運算放大器。運算放大器開關驅動器的明顯優勢在于其自身的靈活性，可以輕松地對其進行配置，以適應不同的應用、電源電壓和條件，為設計人員提供豐富的設計選項。
運算放大器PIN二極管驅動器
運算放大器電路是一種很有吸引力的PIN二極管驅動備選方案。除靈活性外，這種電路常常還能以接近或超過1000 V/μs的躍遷速度工作。下面將介紹三種不同的RF PIN二極管放大器驅動電路。所選放大器雖然在根本特征上各不相同，但都能執行類似的功能。這些放大器電路可以驅動硅或砷化鎵(GaAs) PIN二極管，但各有各的特點。
AD8037—箝位放大器
該電路能以最高10 MHz的頻率工作，具有出色的開關性能，總傳播延遲為15 ns。通過改變增益或箝位電壓，可以調整輸出電壓和電流，以適應不同的應用。
箝位放大器AD8037原本設計用于驅動ADC，可提供箝位輸出以保護ADC輸入不發生過驅。圖7所示配置用一對AD8037(U2和U3)驅動PIN二極管。
圖7. AD8037 PIN二極管驅動器電路
本例中，U2和U3采用同相配置，增益為4。利用AD8037的獨特輸入箝位特性，可以實現極其干凈和精確的箝位。它可以線性放大輸入信號，最高可達增益乘以正負箝位電壓(VCH和VCL)。當增益為4且箝位電壓為±0.75 V時，如果輸入電壓小于±0.75 V，則輸出電壓等于輸入電壓的4倍;如果輸入電壓大于±0.75 V，則輸出電壓箝位在最大值±3 V。這一箝位特性使得過驅恢復非?？?典型值小于2 ns)。箝位電壓(VCH和VCL)由分壓器R2、R3、R7和R8確定。
數字接口由74F86 XOR邏輯門(U1)實現，它提供U2和U3所用的驅動信號，兩路互補輸出之間的傳播延遲偏斜極小。電阻網絡R4、R5、R6和R9將TTL輸出電平轉換為大約±1.2 V，然后通過R10和R12饋送給U2和U3。
U2和U3的±1.2-V輸入提供60%過驅，以確保輸出會進入箝位狀態(4 × 0.75 V)。因此，硅PIN二極管驅動器的輸出電平設為±3 V。電阻R16和R17限制穩態電流。電容C12和C13設置PIN二極管的尖峰電流。
AD8137—差分放大器
差分放大器(本例所用的AD8137)可以低成本提供出色的高速開關性能，并使設計人員能夠十分靈活地驅動各種類型的RF負載。有各種各樣的差分放大器可供使用，包括速度更快、性能更高的一些器件。
高速差分放大器AD8137通常用于驅動ADC，但也可以用作低成本、低功耗PIN二極管驅動器。其典型開關時間為7 ns至11 ns，其中包括驅動器和RF負載的傳播延遲。它提供互補輸出，功能多樣，可以替代昂貴的傳統驅動器。
圖8所示電路將單端TTL輸入(0 V至3.5 V)轉換為互補±3.5V信號，同時可使傳播延遲最小。TTL信號放大4倍，在AD8137輸出端產生所需的±3.5V擺幅。TTL信號的中點(或共模電壓)為1.75 V;必須將同樣的電壓施加于R2,作為參考電壓VREF，以免在放大器輸出端引入共模失調誤差。最好從一個低源阻抗驅動此點;任何串聯阻抗都會增加到R1上，從而影響放大器增益。
圖8. PIN二極管驅動器原理圖
輸出電壓增益可由公式4計算：
(4)
為正確端接脈沖發生器的輸入阻抗，使之為50 ?，需要確定差分放大器電路的輸入阻抗。這可以利用公式5計算，得出RT = 51.55 ?，與之最接近的標準1%電阻值為51.1 ?。對于對稱的輸出擺幅，兩個輸入網絡的阻抗必須相同。這意味著，反相輸入阻抗必須將信號源的Thévenin阻抗和端接電阻納入增益設置電阻R2。有關詳情，請參閱應用筆記AN-1026。
(5)
圖8中，R2約比R1大20 ?，以補償源電阻RS與端接電阻RT的并聯組合所引入的額外電阻(25 ?)。將R4設為1.02 k?(最接近1.025 k?的標準電阻值)，以確保兩個電阻比相等，避免引入共模誤差。
輸出電平轉換很容易利用AD8137的VOCM引腳來實現，該引腳設置直流輸出共模電平。本例中，VOCM引腳接地，以提供關于地的對稱輸出擺幅。
電阻R5和R6設置穩態PIN二極管電流，如公式6所示。
(6)
電容C5和C6設置尖峰電流，該電流有助于注入和移除PIN二極管中存儲的電荷?？梢愿鶕囟ǘO管負載要求，調整這些電容的值，實現性能優化。尖峰電流可以由公式7計算。
(7)
ADA4858-3—內置電荷泵的三通道運算放大器
許多應用只提供一個電源，這常常令電路設計人員感到為難，尤其是當需要在PIN電路中提供低關斷電容時。這種情況下，硅或GaAs PIN二極管驅動電路可以使用片上集成電荷泵的運算放大器，而不需要外部負電源;其好處是可以顯著節省空間、功耗和預算。
高速電流反饋型三通道放大器ADA4858-3就是這樣一種器件，它具有出色的特性，片上集成電荷泵，輸出擺幅可以達到地電壓以下–3 V至–1.8 V(具體取決于電源電壓和負載)。該器件十分魯棒，可以真正為其它電路提供最高50 mA的負電源電流。
ADA4858-3為單電源系統中的互補PIN二極管微波開關驅動問題提供了一種獨特的解決方案?；仡檲D4，從中可以看出：即使很少量的反向偏置也有助于降低二極管電容CT，具體取決于PIN二極管的類型。此類驅動器對GaAs PIN二極管很有利，因為這種二極管通常不需要很大的負偏置就能使關斷電容(CT)保持較小的值(圖9)。
圖9. GaAs CT電容與電壓的關系
圖10所示電路用ADA4858-3作為PIN二極管驅動器。可以在輸入端增加一個緩沖門，使該電路兼容TTL或其它邏輯。對此電路的要求是將TTL 0V至3.5V輸入信號擺幅轉換為互補–1.5V至+3.5V擺幅，用于驅動PIN二極管。
圖10. ADA4858-3用作PIN二極管驅動器
R1、R2、R3和U1C形成該電路的–1.5V基準電壓，內部負電壓CPO由片內電荷泵產生。電容C3和C4是電荷泵工作所必需的。負基準電壓隨后通過分壓器(R5和R9)與VTTL輸入以無源方式合并。所產生的電壓(VRD)出現在U1B的同相輸入端。U1B輸出電壓可以利用公式8計算。
(8)
其中：
(9)
負基準電壓也被饋送至放大器U1A，在其中與TTL輸入合并，所得輸出電壓V2可以利用公式10計算。
(10)
這些放大器采用電流反饋架構，因此必需注意反饋電阻的選擇，反饋電阻對于放大器的穩定性和頻率響應有著重要作用。對于本應用，反饋電阻設為294 ?，這是數據手冊所推薦的值。輸出電壓V1和V2分別可以用公式8和公式10表示。輸出尖峰電流量可以利用公式3和電容C5、C6上的電壓確定。設置PIN二極管導通電阻的穩態電流由R11與R12上的電壓差確定，并取決于PIN二極管曲線和系統要求。
對于本應用，RF開關負載為MASW210B-1硅PIN二極管單刀雙擲(SPDT)開關，用于微波下變頻器的前端(圖11)。
圖11. 下變頻器功能框圖
開關輸出波形和TTL輸入信號如圖12所示。請注意，上升沿和下降沿非常陡峭。由于開關的開關時間要求相對較慢(約為50 ns)，因此本應用沒有使用尖峰電容C5和C6。設置穩態二極管電流的電阻R11和R12均為330 ?。
圖12. 顯示RF開關速度的波形
圖13. 下變頻器的頻譜響應
圖13顯示了下變頻器前端的頻譜響應;開關SW1位于固定位置，以消除插入損耗。請注意，圖中不存在諧波或邊帶，充分表明沒有明顯的100 kHz開關偽像從ADA4858-3片內電荷泵散出，這是在此類應用中使用這些器件的重要考慮因素。
結論
如以上三例所示，運算放大器可以創造性地用作傳統放大器的替代方案，其性能與PIN二極管專用驅動IC相當。此外，運算放大器可以提供增益調整和輸入控制功能，而且當使用內置電荷泵的運算放大器時，無需負電源，這就提高了PIN二極管的驅動器和其它電路的設計靈活性。運算放大器易于使用和配置，可以相對輕松地解決復雜問題。