人們都傾向于按照基本的60Hz或50Hz頻率考慮電力線上的能量——這也是電站的渦輪和發電機產生電壓的方式。當然，如果有無功負載，電流就會滯后于電壓。這就是“功率因數”，對嗎?但難道它仍然是關于50Hz或60Hz時的“實際”和無功元件嗎?也對也錯。遺憾的是，這種概念化過程有些太過簡單了。

　　在電力配送系統中，對功率因數校正(PFC)的理解通常是在電力配送系統中的某些點增加(一般來說)電容性電抗以抵消電感性負載效應。我們可以說是“無功”負載，但電源工程師在解決功率因數問題時通常最關心的是電機負載。校正時可以采取電容陣列或“同步調相器”(一種無負載同步電機)的形式。

　　更廣泛地說，在使用AC-DC電源轉換的任何電力線供電設備中都需要PFC。這些設備種類繁多，小到便攜式設備的電池充電器，大到大屏幕電視機。總之，它們的輸入整流器是主電流諧波失真的最大來源。

　　那么這些諧波失真來自哪里呢?一個常見的誤解是開關穩壓器導致了諧波功率因數分量。事實上，諧波分量是在典型的全橋整流器和濾波電容器中產生的，電力線本身的阻抗則起著推波助瀾的作用。

　　在穩定狀態下，當輸入電壓超過濾波電容器上的電壓時，電源將從電力線吸取電流。這時產生的電流波形將包含電力線頻率(圖1)的所有奇次諧波。

　　一旦電壓越過這個點，電流就只受電力線源阻抗、前向偏置的二極管電阻以及平滑直流電壓的電容電抗的限制。由于電力線呈現非零源阻抗，因此大電流峰值將導致電壓正弦波峰上產生某些削波失真。

　　諧波被認為是功率因數的組成部分，因為它們與電力線頻率關系密切。作為傅里葉分量，諧波累積起來代表基頻的異相電流。事實上，功率因數的一種廣義定義是：

　　其中THD是總諧波失真。

　　功率因數的問題

　　不管是什么原因，實際功率因數小于1的問題出在哪里呢?部分原因是經濟上的，另外一部分原因則與安全有關。不管相位關系如何，所有這些疊加的諧波電流會產生可測量的I2R損耗，因為這些電流是從發電廠經過數英里傳輸和配送線最后到達家庭或工作場所的過程中吸取的。

　　過去，電力公司承受了這筆損耗費用。至少對家庭消費者來說，電力公司提供的是伏安數，消費者支付的是瓦特數，而無功伏安(VAR)是一種凈損耗。事實上，老的機械式電表甚至不會記錄這些電流。在任何情況下，針對家庭消費者的價格表上不允許存在“實際”功率以外的任何收費。

　　這種情況可能繼續長期存在，因為“修正”價格表對國家立法者來說幾乎是不可能的。這是經濟方面的問題。在安全性方面，諧波(特別是三次諧波)可以導致三相失衡，伴隨電流在“Y”型地線上流動。而Y型地線通常無法承載巨大的電流。

　　PFC諧波除了在機器和變壓器線圈上產生過流外，還會在電容和電纜上產生損耗和電介應力。欲了解更詳細的分析，請參考Basu,et al發表的“PFC Strategies in light of EN 61000-3-2”。

　　調整功率因數

　　有趣的是，主電源從一開始就很容易受到干擾。第一個用于控制電網干擾的規章制度是1899年制訂的英國照明條款法案(BLCA)，其目的是防止不受控的弧光燈造成白熾燈閃爍。

　　在1978年和1982年，業界發布了國際標準IEC 555-2“交流主電源中的諧波注入”和IEC 555-3“由家用設備和類似電氣設備引起的電源系統干擾——第三部分：電壓波動”(后來這些標準被更新為IEC1000標準)。

　　和這些標準一樣，電流標準出自歐洲，但幾乎全球通用。在日本、澳大利亞和中國都發布過有關電力線諧波的政府規章。

　　在歐盟，標準IEC/EN61000-3-2“電磁兼容(EMC)第3-2部分-限制-諧波電流輸出限制(設備輸入電流≤每相16A)”為最大電源指標為75W至600W的設備規定了最高39次諧波的電流極限。它的“D類”要求(最嚴格的)適用于個人計算機、計算機監視器和電視接收機。(A類、B類和C類要求涵蓋設備、電源工具和照明)。

　　上述標準真正要表達的是什么內容呢?在IEC 61000-3-2標準下，D類諧波電流的限制用消耗的每瓦毫安數表示(表1)。

　　全球性調整

　　不方便的是，IEC61000-3-2是面向歐洲的標準，它基于的是墻上插座處的230V單相和230/400V三相電源。因此，對于北美的120/240V主電壓來說必須調整電流限制。

　　雖然IEC61000-3-2為在歐盟銷售的電源規定了強制性標準，但北美地區也有自發性的標準。美國能源部的能源之星計算機規范就包含了針對臺式電腦的“80 Plus”電源要求。(后來修改的80 Plus是一個美國/加拿大電力公司資助的折扣計劃，用于補貼在低中范圍和峰值輸出時達到銘牌上額定功率的80%或更高效率的計算機電源額外付出的成本，這時可以達到至少0.9的功率因數。在參與計劃的公用電力公司服務的領域中，電力公司為出售的每臺臺式電腦或服務器分別支付5美元或10美元)。

　　在2008年，80 Plus計劃經過擴展開始認可更高效率的電源，最初使用奧林匹克獎章的顏色：銅、銀和金來表示，后來還增加了鉑(表2)。新的子類有助于擴大計劃品牌效應，并有可能向領先的參與制造商提供更大的消費折扣。

　　在表2中，“冗余”指服務器系統制造商工作在230V交流電源下并使用多個電源向負載供電時的實際做法。一些系統可能擁有多達6個電源，因此如果某個電源發生故障，其它電源可以吸收故障電源分擔的負載。

　　低于20%負載

　　對80 Plus的抱怨之一是它沒有針對極低負載水平規定效率目標。這似乎是一件不值得做的事，但當有大量計算機工作時(如服務器群)時就不是這么回事了，因為其中的許多計算機在某一特定時刻可能處于待機或睡眠模式。具有諷刺意味的是，處理器的節能模式與盡可能節省交流電源功率之間似乎是矛盾的。

　　更重要的也許是以下兩方面之間的沖突：一方面是像IEC61000-3-2那樣規定對諧波失真各個分量的要求，另一方面是像高級80 Plus標準那樣規定單個值，例如功率因數為0.9。

　　德州儀器(TI)的Isaac Cohen和Bing Lu在合著的白皮書“高功率因素和高效率：兩者可以兼得(High Power Factor and High Efficiency – You Can Have Both)”中提供了對這些問題的有趣分析。在這篇論文的開頭，作者就計算了IEC61000-3-2 D類規范規定的D類諧波水平所代表的功率因數。經過一些簡化后，功率因數表達式被精簡為：

　　由于0.726遠小于0.9，因此只滿足歐盟標準最低要求的電源將無法滿足能源之星要求。

　　更讓人感興趣的是，TI作者表示，根據功率因數的基本定義：負載從電壓或電流源吸收的平均功率(用瓦數表示)與出現在負載上的RMS電壓與負載中流動的RMS電流乘積之比，理論上可以設計出一種簡單的全波橋，并用方波驅動，通過“模擬具有大電感值的感應輸入濾波器”，這種橋可以滿足能源之星提出的0.9功率因數要求(詳情請參考上述白皮書)。但是，對方波的傅里葉分析表明，所有11次以上諧波都超過了IEC61000-3-2的限制。

　　最終，正如白皮書標題提示的那樣，問題變得很奇怪。“幸運的是，所有經常使用的有源PFC電路吸收的輸入電流波型都能輕松符合兩種標準。”作者指出。

　　與TI一樣，安森美半導體(ON Semiconductor)已經解決了協調問題。在一次主題為“探討外部電源(EPS)的能源之星要求(草案1版本2.0)”的在線交流中，安森美公司提示美國能源部，滿足IEC61000-3-3的外部電源在百分之百額定輸出功率下測量時一般都具有0.85或更高的功率因數。

　　“更明確地說，采用百分之百額定輸出功率和230V交流線路時，帶有源PFC前端的兩級外部電源可以實現超過0.9的功率因數。”那篇論文解釋道，“不過反過來卻不成立，也就是說，一個外部電源可能達到0.9的功率因數，但仍然可能達不到特定的奇次諧波電流，因而無法滿足IEC61000-3-2要求。”

　　與直接表述PFC要求而不是個別諧波有關的另一個問題與設計效率有關。單級PFC拓撲要滿足建議的230V交流線上的功率因數規范，安森美表示，必需做一定的電路修改，這將導致少量的效率損失，并增加一定的成本。

　　“對于單級外部電源來說功率因數通常超過0.8。建議的功率因數要求將取消單相拓撲，這是創建銘牌輸出功率低于150W的高效外部電源(如筆記本適配器)的最具成本效益的方式之一。”安森美公司表示。

　　請注意這里強調的是單級。它打開了TI和安森美提出的有趣設計問題的解決之門。為了理解這些問題，讓我們先看看實際的PFC設計方法。

　　實現單位功率因數的途徑

　　由于不連續的輸入濾波器充電電流會在開關模式電源中形成低功率因數，解決方法是增大整流器的導通角。解決方案包括無源和有源PFC以及無源或有源濾波。

　　無源PFC在電源輸入端有一個電感。無源PFC看起來很簡單，但不實用，究其原因包括必要的電感、傳導損耗以及與輸出濾波電容的可能的諧振。

　　如上所述，之所以出現交流輸入開關模式電源中的功率因數問題，是因為僅在部分交流電源電壓波形超過大容量存儲(濾波器)電容上的直流電壓時，才能從電力線吸取電流。這種非對稱電流汲取會在電力線上引入交流線路電壓諧波。

　　基本的 PFC概念(圖2)相當簡單。控制電路開關MOSFET以便通過電感用填充間隙的方式汲取電流，否則間隙中就會出現諧波。

　　圖2：AC-DC電源中的PFC包括利用控制電路開關一個MOSFET，以便通過電感用填充間隙的方式汲取電流，否則間隙中將出現諧波。

　　PFC控制器可以設計為工作在多種模式：臨界導通模式(也稱為轉換模式)和連續導通模式(CCM)。區別在于MOSFET開關操作的速度，它決定了電感電流(和電感中的能量)是否接近零或保持較高水平。

　　術語“臨界”和“轉換”反映了每次電流接近0A，電感處于能量接近0點的事實。轉換模式工作可以實現0.9的功率因數。但是，轉換模式僅限于較低功率水平，一般在600W以下。由于只使用了相對很少的元件，因而非常經濟。這類應用包括照明整流器和LED照明以及消費電子。

　　CCM的電路拓撲類似臨界導通模式。但與較簡單模式不同，它的紋波電流具有低得多的峰峰幅度，并且不會到0A。電感中總是有電流流過，不會在每個脈沖寬度調制(PWM)周期釋放掉所有能量，因此是“連續的”。

　　在本例中，平均電流將產生更高質量的復合交流電流，因此有可能實現接近1的功率因數。這一點在較高功率電平時很重要，因為較大的電流會放大幅射和傳導的電磁干擾(EMI)水平，使臨界導通模式很難應付。

　　PFC控制器設計

　　TI對此有一個有趣的解決方案，具體體現在其UCC28070兩相交錯連續電流模式PFC控制器(圖3)中。UCC28070主要針對300W到數千瓦的電源，例如電信整流器或服務器前端中可能使用的電源。

　　圖3：TI的UCC28070功率因素校正芯片集成了兩個工作在180°反相的脈寬調制器。這種交錯式PWM操作減少了輸入和輸出紋波電流，并使傳導EMI濾波更簡單成本更低。

　　TI芯片設計背后的理念是對于較高功率水平，可以并聯兩個PFC相來提供更大的功率。這樣做還能獲得熱管理方面的優勢，因為源自兩級電路的熱損耗可以通過更大的電路板面積散發出去。簡單并行操作的缺點是較高的輸入和輸出紋波電流。

　　TI指出，更好的替代方案是兩相交錯，以便它們的電流處于180°反相狀態。這樣就不會形成紋波電流。事實上，超過兩相(圖4)的設計已經很常見。在這些情況下，相位角是均勻分布的。在多相PFC中，由于較低的輸出紋波電流，無源元件的數量或物理尺寸可以比單相PFC中小，從而實現對成本、空間和EMI濾波器復雜性的良好折衷。

　　應用通常推動著PFC控制器的設計。例如安森美半導體的NCL30001 LED照明控制器，該器件主要用于40W和150W之間的12V及12V以上LED照明應用，它整合了CCM PFC和一個回掃降壓型轉換器(圖5)。

　　雖然典型的LED照明電源可能是由一個給400V總線供電的PFC升壓級及隨后的隔離型DC-DC轉換器組成，但NCL30001數據手冊描述了一個更簡單的方法，這個方法將前端轉換器(安森美稱之為PFC預穩壓器)和DC-DC轉換器壓縮為一個只有少量元件的單級電源處理電路。該器件只需要一個MOSFET、一個電磁元件、一個低壓輸出整流器和一個低壓輸出電容。

　　安森美半導體公司的數據手冊提供了圖5所示部分電路的啟發性解釋。參考電壓發生器的輸出是輸入正弦波的經整流版本，正比于反饋(FB)，且反比于前饋(VFF)值。交流誤差放大器迫使電流感測放大器的平均輸出電流匹配參考電壓發生器的輸出。這個輸出(VERROR)通過參考電壓緩沖器驅動PWM比較器，而PWM比較器則累加VERROR值和瞬時電流值，并將結果與4.0V閾值進行比較。通過合適的補償后，這個設計就可以提供占空比控制。