在無線通信終端中，低噪聲放大器是射頻" title="射頻">射頻接收系統中的第一級有源電路，主要功能是放大天線從空中接收到的微弱信號，降低噪聲干擾，以供系統解調出所需的信息數據，低噪聲放大器" title="低噪聲放大器">低噪聲放大器的設計對整個接收機來說是至關重要的。低噪聲放大器在提供增益" title="增益">增益的同時，應盡可能地減少噪聲，以及完成接收大信號不失真和好的線性度。
在深入分析噪聲問題的基礎上，提出一種共基差分輸入" title="共基差分輸入">共基差分輸入結構設計低噪聲放大器的電路結構，電路中包括可控增益放大器和增益控制電路。
低噪聲放大器的輸出電壓直接反映到自動增益控制電路的輸入端，根據輸出電壓幅值的大小，自動增益控制電路的輸出電壓反饋到低噪聲放大器的增益控制電路比較器的輸入端，進而影響放大器的總體增益?；贘AZZ O．35 μmBICMOS工藝設計放大器電路，這種結構的電路具有低噪聲高增益的特點。
1 低噪聲放大器設計中的噪聲問題
最常見的噪聲源是平帶(Flatband)噪聲，也稱白噪聲。平帶噪聲源產生散粒噪聲和熱噪聲。散粒噪聲是由電子通過一個勢壘的離散量子性質產生的，通常與二極管和雙極晶體管有關。散粒噪聲的產生必須具備兩個條件：直流電流的存在以及帶電載流子必需越過勢壘以產生電流。散粒噪聲計算公式：
式中，q為電子電荷，ID為正向結電流，△f是單位頻率的噪聲頻寬。
可以看出，散粒噪聲與結電流的平方根成正比，與頻率大小和溫度無關。將散粒噪聲電流乘以動態結阻抗，可將散粒噪聲表達為噪聲電壓。
熱噪聲是由器件內的載流子隨機運動產生的。任何元器件，只要有直流電阻，就存在熱噪聲(交流電阻是一個等效的概念，不單獨產生熱噪聲)。由于噪聲過程是隨機的，它的幅值符合高斯分布，表征熱噪聲通常的方法就是測量其產生噪聲的器件的平均噪聲功率。
其噪聲功率公式如下：
式中，K為波爾茲曼常數，K=1．38x10-23J／K，T為絕對溫度，△f是單位頻率的噪聲頻寬。因此，熱噪聲與頻率大小無關。
電阻的熱電壓是電阻、溫度和測量帶寬的函數：
式中，En為在給定溫度下電阻R在帶寬△f上電路產生的RMS(均方根)噪聲電壓。
式(3)兩邊除以電阻值后即得諾頓等效噪聲源：
按1 Hz帶寬對RMS噪聲電壓和噪聲電流進行歸一化，即可得到頻譜密度：
與散粒噪聲電流的情況一樣，如果信號幅度增大比噪聲更快，則可通過增加噪聲的絕對幅度來提高電路的性能。
2 低噪聲放大器的設計
2．1 低噪聲放大器電路的結構設計
兩種常見的低噪聲放大器分別為：雙極型輸入和CMOS輸入。傳統上，CMOS放大器以低輸入偏置電流而聞名，卻總是受高電壓噪聲所累。典型的CMOS放大器的平帶噪聲為幾十nV／Hz，1／f噪聲的峰至峰值范圍為幾微伏。雙極型放大器本身噪聲較低，是低噪聲應用的最常見選擇。
在射頻范圍內，MOS管的主要噪聲源為溝道熱噪聲、柵感應噪聲與柵分布電阻熱噪聲。由于MOS晶體管的溝道電阻產生比較大的熱噪聲，所以選擇雙極輸入會得到一個相對較好的噪聲系數。低噪聲雙極型放大器，可提供極低的輸入電壓噪聲密度和相對較高的輸入電流噪聲密度。
單端LNA結構對于接地的寄生電感非常靈敏。差分結構由于對稱點上的增量(交流)接地，不會受到電流源接地回路中寄生參數的影響。差分結構的另一個重要優點是它有抑制共模干擾的能力。這一考慮在混合信號應用中特別重要，因為無論是電源電壓還是襯底電壓都可能含有噪聲。為使在高頻時的共模抑制比最大，關鍵是絕對要使版圖盡可能地對稱。差分結構的放大器對抑制噪聲也有顯著的作用。雙極型LNA共基極結構相對于共射極電路具有三個顯著的優點：更為簡單的輸入匹配、更高的線性度和更大的逆向隔離，所以電路采用共基極輸入。
2．2 低噪聲放大器的電路設計
低噪聲放大器整體結構如圖1所示，電路分為3部分，其中模塊VGLNA是可控增益放大器，這部分的增益可以改變。模塊CON1和CON2為增益控制電路，通過AGC的控制電壓來調整VGLNA的增益。對模塊VGLNA的設計目標是使增益達到25 dB以上。模塊CON1和CON2的設計目標是通過改變節點IN1、IN2電壓值，使VGLNA的增益變化不超出AGC的動態范圍。
2．2．1 可變增益放大器的設計
可變增益放大器的電路如圖2所示，模塊VGLNA采用兩級放大，整個電路的增益主要來自第一級由VQ1、VQ2組成的共基放大器，射頻信號RFI1和 RFI2分別由VQ1和VQ2的射極輸入。第二級為射隨放大器電路，具有高輸入電阻、低輸出電阻和近似為單位1的電壓增益，對總體增益基本沒有貢獻。
設連接VQ1、VQ2集電極的串聯電阻為RC，連接VQ1、VQ2發射極的串聯電阻為RE。RE用來設置合適的工作點，而RC則是把輸出電流轉換為電壓。室溫下，VQ1、VQ2的單管增益為：
輸入管VQ1、VQ3的基極電壓與集電極電流的關系如圖3所示，可以看出基極電壓與電流的關系。假設VQ3、VQ4不工作，即VIN2的電壓值小于0．9 V。若流過VQ1的電流Ic為340 μA，Rc為2 kΩ。則Av=24，即VQ1，VQ2的單管增益為27 dB。
RFI1、RFI2輸入信號的工作點電壓為：
VQ3、VQ4管的作用是通過分流減小VQ1、VQ2管的增益。升高IN2點的電壓可使VQ3、VQ4管導通。改變VIN1，VIN2的電壓值，使流過 VQ1的電流減小，流過VQ3的電流增大，VQ1管增益減小。為滿足增益變化，且輸出不大于100 mV的限制，要求控制電壓VIN1的變化范圍為1．7l～1．69 V，VIN2的范圍為0．9～1．71 V。
2．2．2 增益控制級的設計
模塊CON2是一個比較器電路，通過改變輸入VAGC_N和VAGC_P的電壓值，對VIN1和VIN2進行控制。根據VGLNA的目標要求，VIN1的變化范圍為1．7l～1．69 V，VIN2的范圍為0．9～1．71 V，模塊CON2的輸出要達到這個要求。
2．2．3 增益控制級CON1的設計
模塊CON1的作用是對VIN1和VIN2的值進行反饋控制。CON1的電路如圖4所示，IN1，IN2作為模塊CON1比較器的一個輸入電壓VN，與另一端的基準電壓VR進行比較。假設VIN2=0．9 V，即VQ2管不工作，同時模塊CON2的VQ12管也不工作。由于節點IN1的電平VIN1較低，導致VN>V R，I1
3 電路仿真結果與分析
根據前文分析，這里只考慮熱噪聲。VGLNA的小信號模型如圖5所示。
LNA包括兩級放大器，第2級的射隨放大器輸出電阻Ro為
將式(9)、(10)和(11)帶入式(12)，可得到輸出熱噪聲譜密度為：
則總輸出電壓噪聲的均方根值約為
。以上的結論都是在假設噪聲是不相關的條件下得出的。噪聲波形曲線如圖6所示，實際仿真結果與計算所得的結果相符。
噪聲系數為輸入信噪比除以輸出信噪比，公式為NF=(SI／NI)／(So／No)。輸入信噪比約為2μV／139 pV=1．44x104，輸出信噪比為44μV ／2．7 nV=1．6x104。所以噪聲系數NF=1．44／1．6=0．9<1 dB。
輸入等價噪聲模型如圖7所示，電路的等價輸入噪聲為輸出噪聲除以增益，所以：
仿真結果如圖8所示，輸入等價噪聲約為，與理論計算基本相符。
輸入信噪比約為2 μV／139 pV=1．44x104，輸出信噪比為44μV／2．7 nV=1．6x104，噪聲系數NF=1．44／1．6=0．9<1 dB。
4 結論
本設計基于JAZZ 0．35 μm BICMOS工藝設計了一種低噪聲放大器。通過理論分析和仿真結果表明，設計采用的共基極輸入和射極跟隨器的結構可以有效地抑制噪聲。該低噪聲放大器能提供25 dB的增益，噪聲系數小于1 dB，靈敏度達到2 μV，達到無線調頻接收機中低噪聲放大器的電路設計要求。