O 引言
    傳統的逆變器雖然技術成熟可靠、應用廣泛,但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統動態特性差等缺點.用高頻變壓器替代傳統逆變器中的工頻變壓器,克服了傳統逆變器的缺點,顯著提高了逆變器的特性。
    單向電壓源高頻環節逆變器[1]具有單向功率流、三級功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應用較廣泛等特點;高頻脈沖直流環節逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環節逆變器的開關損耗和電磁干擾問題,具有優良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場合;高頻脈沖交流環節逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點,但存在周波變換器" title="變換器">變換器器件換流時導致的電壓過沖現象等缺點,通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此.在不增加電路拓撲復雜性的前提下,如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖現象和實現周波變換器的軟換流,是這類逆變器的研究重點。
    借鑒高頻脈沖直流環節逆變器的思想,如果高頻脈沖交流環節逆變器的周波變換器換流,是在前級輸出的雙極性三態高頻脈沖交流電壓渡為零期間進行,那么就可以實現周波變換器的ZVS換流.本文主要開展這類逆變器原理特性、關鍵電路參數準則與原理試驗研究,為正確設計這類逆變器奠定了技術基礎。

l 電路拓撲與單極性移相" title="移相">移相控制原理
1.l 電路拓撲
    高頻脈沖交流環節逆變器．如圖l所示。這類逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成,具有電路拓撲簡潔,兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC),雙向功率流、變換效率高等優點圖1(a)全橋" title="全橋">全橋全波式電路功率開關數少、電壓應力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場合,圖l(b)全橋橋式電路的特點與全橋全波式電路正好相反。

1.2單極性移相控制原理

    以全橋全波式電路為例,其單極性移相控制原理,如圖2所示。

    逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調成單極性SPWM波,經輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開關在UEF為零期間進行ZVS換流.逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ,而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波,故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為Tcom=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)

    當輸入電壓Ui降低或負載變大時,導致輸出電壓Uo．降低,閉環反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大,從而使得輸出電壓增大。因此．調節移相角θ可實現輸出電壓的穩定。
 

2 穩態原理與外特性" title="外特性">外特性
2.1 穩態原理
    以輸出電uo>O、濾波電感" title="濾波電感">濾波電感電流iLf>0為例．穩態工作且輸出濾波電感電流連續時．一個開關周期內的6個開關狀態電路,如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示,其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開關通態電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效電阻.由于開關頻率fs遠大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率,因此,在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恒定量,可用狀態空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關系式.

 Fig.3  The switching state circuits and equivalent circuits

式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個開關周期內的占空比,即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。

2.2 穩態時逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
    由式(7)可知,理想情形且CCM模式時逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1  (8)
濾波電感電流臨界連續和DCM模式時一個開關周期內的原理波形,如圖4所示.

Fig.4  The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM during one switching period

    
2.2.2 實際情形
    實際情形時,逆變器的內阻r不為零,因此逆變器外特性可由式(7)表示。
    逆變器標么外特性曲線,由式(12)決定;曲線A右邊為濾波電感電流連續時外特性曲線．實線為理想情形時曲線,由式(8)決定．虛線為實際情形時曲線．由式(7)決定．可見隨負載增加,輸出電壓下降;曲線A左邊為濾波電感電流斷續時外特性曲線．由式(18)決定。

3  原理試驗

    設計實例：全橋橋式電路拓撲,單極性移相控制策略,輸入電壓Ui=DC270（1±10%）V,輸出電壓Uo=AC115V/400Hz,額定容量S=1kV·A,開關頻率fs=50kHz,變壓器原、副邊匝比為N1/N2=25/20,變壓器磁芯選用Mn-Zn鐵氧體R2KBD材料PM62×49,濾波電感Lf=0.5mH,濾波電容Cr=2μF,功率開關S1-S8b均選用IRFP460MOSFET（20A/500V）,控制電路采用兩片UC3879芯片。

    逆變器額定阻性負載時原理試驗波形,如圖6所示.原理試驗結果均表明：

    1)變壓器原邊繞組電壓uEF為雙極性三態的高頻脈沖交流電壓波;
    2)周波變換器功率升關實現了零電壓開關：
    3)輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波．頻譜特性好;
    4)輸出電壓波形失真度THD<0.5%;
    5)額定阻性負載時變換效率為86％：
    6)該逆變器還適用于感性.溶性、非線性負載;
    7)仿真、原理試驗結果均與理論分析一致.

4 結語
    1)單極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFA/LFAC)、變換效率高、雙向功率流、周波變換器實現了zvs換流、輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波、負載適應能力強等優點;

    2)單極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器拓撲包括全橋全波式、全橋橋式兩種;
    3)獲得了逆變器外特性曲線以及輸出電壓、濾波電感電流等關鍵電路參數設計準則;
    4)原理試驗結果證實了理論分忻的正確性。