詳細分析了一種運用了后級調整" title="后級調整">后級調整技術的新穎的多路輸出" title="多路輸出">多路輸出正反激" title="反激">反激變流器的工作原理。該變流器可以利用電路的正激部分輸出大功率，而用反激部分輸出小功率。所以，該電路將正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優勢相結合，同時后級調整技術還保證了每個繞組的精確輸出。一個250W的樣機驗證了該變流器的特點。

關鍵詞：多路輸出；后級調整技術；正反激變流器；直流/直流

0    引言

    目前，有很多電子設備不但要求電源能提供兩路或更多路相互隔離并具有高調整率的供電，而且要求電源的效率能不斷地提高，功率密度能不斷地作大，從而減小電路的體積。這幾個要求相結合就對電源設計提出了更高的要求。

    通常而言，任何一個用變壓器隔離的，能在副邊提供多個繞組的拓撲都能成為多路輸出變換器的候選。當前，從低成本和相對較高效率的角度考慮，多路輸出電路多采用多繞組輸出的正激變流器或反激變流器。

    多路繞組輸出的反激變流器是多路輸出電路中最簡單和最容易實現的。它具有很多的優點，比如結構簡單、成本低、容易設計等。但是，由于該類電路的整體效率不高，在150W以上的場合中便很少用到。

    正激變流器的特點正好與反激變流器相反，該變流器具有整體效率高的優點，從而在高功率的場合得到了廣泛使用。但是，由于電路的副邊結構上增加了一個續流二極管和濾波電感，成本會相應提高[1]。

    在實際的電路設計中會遇到如下情況，即輸出功率并不是均勻地分布在多路輸出電源中的每路輸出上。也就是其中一、二路要求輸出功率特別大，占了整體輸出功率的80％以上，而其他幾路特別小。如果整個電路的總功率超過150W。從效率的角度來考慮，在電路拓撲上應當選用正激變流器。但是，如果每一路都用正激電路，那幾路小功率電路就顯得成本太高了而且沒有必要。

針對這種情況，本文提出了一種新型的多路輸出正反激變流器。該變流器可以利用電路的正激部分輸出大功率，而用反激部分輸出小功率。它是正激變流器和反激變流器的折中，充分將正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優點結合在一起。因此，該電路特別適用于那些多路輸出電路中各路之間輸出功率相差很大的場合。同時為了能使每一路都能有精確的輸出，在輔路的輸出部分電路中還使用了后級調整技術對輸出電壓進行精確的控制。

1    工作原理

    圖1給出了該多路輸出正反激變流器的原理框圖。

圖1    運用了后級調整技術的多路輸出正反激變流器

    該電路利用了正激變流器中的輸出濾波電感作為其他輔路輸出電路的反激式變壓器。在時間段(1－D)Ts中，副邊電感上面的能量在各個輸出之間的分配，在本質上是和反激變換電路一樣的(其中D是主管S1的占空比，Ts為開關周期)。

    如同普通的反激式變流器，在沒有對電路外加其他的后級調整措施的情況下，這個變流器中沒有反饋的其他幾個輔路輸出的調整率將會比較差，通常波動在10％左右。如果要求電路的每一路都有精確的輸出，最為常用的方法是在輔路輸出上加線形的穩壓芯片（比如7805等）。但是，這將帶來巨大的功率損耗，因此，該方法僅適用在低輸出功率的場合。在中高功率的場合下，常用的方法是磁開關（magamp）。但在高頻的場合下，后級調整技術（SSPR）具有更多的優勢[2]。所以，本文就利用該技術在其他輔路輸出繞組上得到精確的輸出電壓。

    對于反激變流器而言，當主管關斷的時候，能量從原邊電感到負載側的傳輸是以電流源的形式進行的。更為重要的是，在反激變流器當中不存在輸出電感，各路的輸出電壓都將由變壓器的匝比來決定。即反激電路當中主路輸出電壓和輔路輸出電壓由式（1）決定。

    Uo1/N1=Uo2/N2（1）

    在這樣的工作模式下，如果對于電路不進行調整的話，那么SSPR的電壓阻斷特性在這個地方將不起作用。所以，在文獻[3]中提出了一個“分時復用”的模式。在這個模式下面，當主管關斷時，能量將會在不同的時間段中傳輸到不同的輸出支路上。為了能夠實現“分時復用”的工作狀態，則必須滿足式（2）。

    Uo1/N1>Uo2/N2（2）

    圖2為該電路的幾個主要工作波形。圖3為該變流器使用了SSPR的各個階段的等效電路圖。(ugs1為主開關S1的門極信號。ugs2為輔助開關S2的門極信號)

（a）階段1  DTs

（b）階段2  D1Ts

（c）階段3  D2Ts

圖3    各階段的等效電路圖

    工作的具體過程如下所述。

    該電路的主路輸出Uo1通過反饋控制的PWM對主管的開通時間進行控制，從而決定了傳輸到變壓器副邊的能量大小。SSPR的作用是在(1－D)Ts時間段，分別將這些能量傳輸到不同的輸出支路上，達到將這部分能量在兩個輸出Uo1和Uo2之間分配的目的。“分時復用”可以通過調整SSPR的阻斷時間來實現。

    階段1    在t1時刻前，在時間段DTs中，如圖3(a)所示,主管S1導通" title="導通">導通，直流母線上的能量一部分通過正激變壓器存儲在輸出電感L1當中，另一部分被傳遞到了主輸出Uo1。

    UL1=Us1=Uin/n－Uo1（3）

式中：n為正激變壓器T的變比。

    階段2    在t1時刻后，在時間段D1Ts（D1為二極管D2導通的占空比）中，如圖3(b)所示，主管S1和二極管D1關斷，SSPR阻斷了輔路輸出。所以，此時僅有Uo1支路上的二極管D2導通。電感L1上的電壓Us1被鉗在主輸出電壓Uo1上。

    UL1=－Us1=－Uo1（4）

    階段3    在時間段D2Ts（D2為S2的占空比）中，如圖3(c)所示，變壓器副邊的S2已被觸發導通，D3也導通。通過式（2）可知，L1上的電壓Us1將被鉗位在N1Uo2/N2

    UL1=－Us1=－N1Uo2/N2（5）

    綜上所述，正激的輸出電感L1不但在階段2將能量傳輸到Uo1，而且作為一個反激變壓器在D2Ts時間段將能量傳輸到Uo2。在一個時間段內，僅僅只有一個輸出支路獲得了能量。

    時間段D2Ts可以通過SSPR的反饋控制電路來實現，而時間段DTs由正激電路的PWM來控制實現。由于D＋D1＋D2=1，D1Ts=(1－D－D2)Ts，則D1Ts將由DTs和D2Ts來共同決定。因此，本電路將能得到兩路精確輸出的電路Uo1和Uo2。

    假設正激輸出電感L1上的電流是連續的，則從L1的伏秒平衡來分析，可得

    (Uin/n－Uo1)DTs=Uo1D1Ts＋(N1Uo2/N2)D2Ts（6）

    為了簡化式（6），假設

        ΔU=Uo1－N1Uo2/N2（7）

則

    Uo1=(Uin/n－ΔU)D＋ΔU（8）

    D=（9）

2    實驗結果

    一個250W帶2路輸出的樣機，驗證了該變流器工作原理和優點。

    該變流器的規格和主要參數如下：

    輸入電壓Uin    220（1±20％）V；

    主路輸出電壓Uo1    24V；

    主路輸出電流Io    11～10A；

    輔路輸出電壓Uo2    12V；

    輔路輸出電流Io2    0～1A；

    輸出功率Po    250W；

    工作頻率f    100kHz；

    主開關S1    IRFP840；

    整流二極管D1、D2    MBR20200CT；

    整流二極管D3    8TQ100；

    變壓器T    PQ3230    原副邊的匝數比為32：8；

    電感L1    原副邊匝數比為40：25，磁芯為ARNOLD公司的A-548127-2；

    SSPR的控制芯片    TI公司的UCC3583。

    圖4為這個變換器工作的幾個關鍵波形。這些波形表明了當柵極信號ugs2為高電平的時候，S2導通，電壓uDS1從過去的輸出電壓Uo1變成電壓N1Uo2/N2

(a)S2的ugs2和uDS1    (b)ugs2 and iD2

(c)iD2 and uDS1    (d)iD2 and iD1

圖4    實驗波形

    圖5給出了該變流器在不同Po時的效率曲線，最高達到了92.4％，滿載時為89.36％。

圖5    不同輸出功率下的效率曲線

    圖6給出了運用SSPR前后變流器的負載調整率曲線。充分說明應用SSPR后，對于所有的輸出狀態，輔路輸出都具有良好的調整率。

（a）當輔路輸出為空載的狀態下

（b）當主路輸出為空載的狀態下

圖6    輔路輸出UO2的負載調整率

3    結語

    本文提出的一個新穎的使用了后級調整技術（SSPR）的多路輸出正反激變流器。它結合了正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優勢，同時還能保證實現每路電壓的精確輸出。該電路特別適合應用于那些各路輸出功率很不均衡，同時要求高效率和精確輸出的場合。一個250W的樣機驗證了它的優點。