電路功能與優勢

　　將寬帶DAC互補電流輸出轉換為單端信號的傳統方法是使用中心抽頭變壓器，或者在差分轉單端配置中使用一個單通道運算放大器。然而，變壓器的低頻非線性可能會限制其在DC附近使用；運算放大器方法則要求電阻嚴格匹配，以提供直流共模抑制、負載阻抗和互補DAC輸出之間的增益匹配。如果匹配有誤差，則最終輸出也會產生誤差。本電路利用差分接收放大器AD8130實現簡單的差分轉單端功能，無需使用昂貴的精密電阻，從而以更少的元件提供更高的精度。

　　AD8130還有一個優勢，即具有業界領先的交流共模抑制性能（10 MHz時為70 dB）?？梢岳眠@一特性抑制DAC數字地層與接收器模擬地層之間的噪聲，這是此類混合信號應用的一個常見問題。

　　圖1. 用接收器AD8130實現高速TxDAC差分轉單端（原理示意圖，未顯示去耦和所有連接）

　　電路描述

　　本電路采用20 mA互補電流輸出、低功耗、14位、125 MSPS、雙通道TxDAC®數模轉換器AD9117和低成本、270 MHz差分接收放大器AD8130。

　　通過改變FSADJI或FSADJQ與地之間的電阻值，可以在4 mA至20 mA范圍內調整AD9117的滿量程輸出電流。本例使能了內部電阻選項，并將其設置為1.6 kΩ，以便提供最大20 mA電流輸出。該配置要求將0b10100000寫入AD9117的寄存器IRSET和QRSET?；パa電流輸出采用49.9 Ω外部電阻端接，以產生差分電壓。采用滿量程數字輸入擺幅時，這些電阻上產生的電壓彼此相差180°，大小介于0 V至1 V之間，因此峰峰值差分輸出電壓為2 V。一個47 pF電容與這些負載電阻并聯，構成一個68 MHz一階重構濾波器，并衰減奈奎斯特帶寬之外的鏡像。與AD8130輸入引腳串聯的兩個49.9 Ω電阻可改善電路的整體失真性能。共模輸出引腳CMLI和CMLQ可以用來提供附加偏移，但本例中未使用，而是將其接地。

　　AD8130是一款理想的互補產品，因為它有較大的平衡輸入阻抗，可以將差分輸入輕松轉換為單端格式，并具有出色的交流共模抑制性能，如圖2所示。

　　圖2. AD8130共模抑制

　　AD8130帶寬為270 MHz，支持AD9117在最大更新速率125 MSPS時產生的最高達約40 MHz的DAC輸出頻率。

　　本例中，AD8130的增益設置為1（RF，省去RG）。不過，只需改變RF/RG比，就能調整增益。電源設置為±5 V，但如果輸出端需要更大擺幅，可以將其提高至最大±12 V。

　　為使本電路正常工作，必須考慮與DAC和運算放大器相關的裕量問題。DAC輸出電壓需保持在其規格范圍內，防止內部電路引入失真。當DAC VDD = 3.3 V且VCM = 0 V時，AD9117輸出必須小于±1 V，這可以通過49.9 Ω負載電阻和20 mA滿量程電流來實現。當放大器輸出端負載為1 kΩ時，AD8130要求1 V的電源電壓裕量；因此，當采用±5 V電源時，輸出擺幅不能超過±4 V。

　　諧波失真是本設計的重要標準。圖3和圖4分別顯示了整個電路（AD9117 + AD8130）的二次和三次諧波失真測量結果，以及AD9117本身的諧波失真。測量在AD8130的增益設置為1（RF = 0，省去RG）的條件下進行。

　　圖3. 電路的二次諧波失真（G = 1）

　　圖4. 電路的三次諧波失真（G = 1）

　　如果時域應用需要更快的上升/下降時間，可以通過減小電容值來提高重構濾波器的截止頻率。不過，與AD9117 DAC的內在性能相比，AD8130的270 MHz帶寬會限制上升/下降時間和建立時間。該電路仍然可以在3次DAC更新（125 MSPS）的時間內建立。

　　0.1 μF電容對AD9917內部基準電壓源去耦。應將一個0.1 μF低電感陶瓷去耦電容（圖1未顯示）與VDD相連，并使其非?？拷麬D9117。

　　將AD8130的引腳4和RG（圖2中顯示為G2）連接到一個失調電壓（VOFF），可以獨立于放大器增益來調整AD8130的輸出電壓失調，使其值不為0 V。該配置中，VOFF出現在單位增益輸出端，而AD8130的增益仍然為1+RF/RG。

　　為了使本文所討論的電路達到理想的性能，必須采用出色的布線、接地和去耦技術。至少應采用四層PCB：一層為接地層，一層為電源層，另兩層為信號層。

　　所有IC電源引腳都必須采用0.01 μF至0.1 μF低電感多層陶瓷電容（MLCC）去耦至接地層（為簡明起見，圖中未顯示），并應遵循各IC數據手冊和教程MT-101的相關建議。

　　常見變化

　　只要將輸出頻率保持在AD8130的帶寬范圍內，就可以在本配置中使用其它TxDAC IC，例如AD9707、AD9717、AD9767或AD9744。