《電子技術應用》
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一種最大功率跟蹤逆變器的設計與實現
摘要: 為解決直流逆變交流的問題,有效地利用能源,讓電源輸出最大功率,設計了高性能的基于IR2101最大功率跟蹤逆變器,并以SPMC75F2413A單片機作為主控制器。高電壓、高速功率的MOSFET或IGBT驅動器IR2101采用高度集成的電平轉換技術,同時上管采用外部自舉電容上電,能夠穩定高效地驅動MOS管。該逆變器可以實現DC/AC的轉換,最大功率點的跟蹤等功能。實際測試結果表明,該逆變器系統具有跟蹤能力強,穩定性高,反應靈敏等特點,該逆變器不僅可應用于普通的電源逆變系統,而且可應用于光伏并網發電的逆變系統,具有廣泛的市場前景。
Abstract:
Key words :

 

 隨著工業和科學技術的不斷發展,對電能質量的要求將越來越高,包括市電電網在內的原始電能的質量可能滿足不了設備要求,必須經過電力電子裝置變換后才能使用,而DC/AC逆變技術在這種變換中將起到重要的作用。根據市場趨勢,逆變器的選型安裝越來越傾向于小型化、智能化、模塊化等方向發展,其控制電路主要采用數字控制,系統的安全性,可靠性以及擴展性,同時將各個完善的保護電路考慮其中。因此,這里提出一種基于IR2101的最大功率跟蹤逆變器設計方案。

  1 IR2101簡介

  IR2101是雙通道、柵極驅動、高壓高速功率驅動器,該器件采用了高度集成的電平轉換技術,大大簡化了邏輯電路對功率器件的控制要求,同時提高了驅動電路的可靠性。同時上管采用外部自舉電容上電,使驅動電源數目較其他IC驅動大大減少,在工程上減少了控制變壓器體積和電源數目,降低了產品成本,提高了系統可靠性。

  IR2101采用HVIC和閂鎖抗干擾制造工藝,集成DIP、SOIC封裝。其主要特性包括:懸浮通道電源采用自舉電路;功率器件柵極驅動電壓范圍10~20 V;邏輯電源范圍5~20 V,而且邏輯電源地和功率地之間允許+5 V的偏移量;帶有下拉電阻的CNOS施密特輸入端,方便與LSTTL和CMOS電平匹配;獨立的低端和高端輸入通道。IR2101的內部結構框圖如圖1所示。

IR2101的內部結構框圖

圖1 IR2101的內部結構框圖

  圖1中,HIN為邏輯輸入高;LIN為邏輯輸入低;VB為高端浮動供應;HO為高邊柵極驅動器輸出;Vs為高端浮動供應返回;Voc為電源;LO為低邊柵極驅動器輸出;COM為公共端。

  2 系統硬件設計

  根據系統設計功能需求,其硬件組成框圖如圖2所示。該系統硬件設計是由SPMC75F2413A單片機主控制器模塊、外部供能系統(普通或光伏)、斬波電路模塊、IR2101逆變電路模塊和最大功率跟蹤外部電路模塊組成。通過最大功率跟蹤外部電路模塊檢測外部電壓,將檢測值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斬波電路模塊通過主控制器對其控制,實現最大功率跟蹤。外部供能系統是為各個模塊提供電源。IR2101逆變電路模塊主要實現DC/AC的轉換,并由斬波電路為其提供最大功率點的電能。

系統硬件總體設計框圖

圖2 系統硬件總體設計框圖

  圖2中的SPMC75F2413A單片機正常工作電壓為5 V。但是其他模塊所加的電壓不同,斬波電路模塊與IR2101逆變電路模塊所加的電壓為15 V。因為IR2101的正常工作電壓為10~20V。

  2.1 IR2101逆變電路

  IR2101逆變電路原理圖如圖3所示,H1、H2為IR2101集成驅動芯片,VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為MOS管,Up、Un、Vp、Vn是SPMC75F2413A單片機中輸出的兩相四路PWM波。其中Up、Un是一相PWM波的上下臂,Vp、Vn為另一相PWM波的上下臂,由于單片機中輸出的PWM波不能驅動大功率MOS管,因此利用IR2101的電容自舉功能,通過二極管VD1、VD2(采用肖特基管所具有的快恢復功能,提升電容充電電壓,關斷過程減少消耗能量)對自舉電容C1、C2進行充電,以此提升驅動MOS管的信號電壓,使其具有擴大信號輸出的功能,擴大后的信號PWM波就能有序地控制VQ-1、VQ2、VQ3、VQ4的通斷,在逆變電路中同一相的上下臂的驅動信號是互補。

IR2101逆變電路原理圖

圖3  IR2101逆變電路原理圖

  當Up輸入高時,HO輸出也為高,通過IR2101的電容自舉功能,就能控制VQ1導通,此時由于LO輸出為低,不能驅動VQ2,因此VQ2處于關斷狀態,同時Vp也輸入一個高電平,即HO為高,使VQ4處于導通狀態,而此時VQ3處于關斷狀態,因此T1→VQ1→R5(負載)→VQ4→GND形成一個通路。反之,當Up、Vp為低電平,Un、Vn為高電平時,即電流的主要流向為T1→VQ3→R5(負載)→VQ2→GND,4個MOS管開關器件有序地交替通斷,進而在R5(負載)處形成了交流電。在實際應用中為了防止上下臂同時導通而造成短路,在軟件設計的過程中,添加了死區時間,來保護整個電路。

  2.2 斬波電路

  斬波電路原理圖如圖4所示,該電路主要用于進行最大功率跟蹤,其電源為獨立電壓源,R6(30 Ω/30 W)為功率電阻,其主要作為電源內阻,R7、R8是為了檢測負載端的電壓值而形成的分壓電路,通過Ud1進行檢測,將檢測結果返回到單片機中進行處理,通過調節PWM波的占空比,進而控制VQ5開啟與關斷的時間。當檢測到Ud1X(R7+R8)/R8的值大于一半時,單片機就會將斬波電路的占空比調大,讓其通過的電壓增大,進而使其值接近光伏電池的一半,如果檢測到其值小于一半的時候,會將占空比調小,讓其通過的電壓變小,這樣通過跟蹤電壓來實現頻率的跟蹤功能。

 斬波電路原理圖

圖4 斬波電路原理圖

  2.3 最大功率跟蹤模型分析

  本設計為了實現最大功率的跟蹤模型,如圖5所示電路,使得內阻R8和外阻Rb相等,Ud的電壓為電池電源的一半就可以得到電池輸出功率最大了,這種情況應用于線性電路中,但是在非線性電路中也可以利用這個原理,本項目通過電壓跟蹤的功能,實現最大功率的跟蹤,主要通過調節PWM波的占空比大小實現本功能。

最大功率的跟蹤模型

圖5 最大功率的跟蹤模型

  3 系統軟件設計

  A/D采樣函數流程圖如圖6所示,此函數主要是用于采集負載端的的電壓值,最后轉換為幅度調制系數。本此函數中使用了CMT0定時器中斷,在此中斷中進行了A/D采樣,將采集的電壓值與換算后的電源電壓中點值Vmid(見圖4,即利用R7、R8組成分壓電路,R7:R8=9:1),進行比較,當差值的絕對值大于100的時候,判斷為采集值出現異常,強制將電源電壓轉換后的中點值轉換為幅度調制系數,當二者之間的差值的絕對值小于100時,將差值加到Vmid上,然后再轉換為幅度調制系數,最后返回中斷。

A/D采樣函數流程圖

圖6 A/D采樣函數流程圖

  在本函數中斬波電路的PWM中斷使用了TPM2中斷,在此中斷中使用了幅度調制系數去調節斬波電路的PWM波的占空比,進而實現電壓的跟蹤功能,最終是實現最大功率的跟蹤。斬波電路PWM中斷子函數流程圖如圖7所示。

斬波電路PWM中斷子函數流程圖
 

圖7 斬波電路PWM中斷子函數流程圖

  4 最大功率測試結果

  對斬波電路后的J2點進行測試的,將J2點處接1個30 W/30 Ω的功率電阻作為負載,測試出表1中的各項數據。

表1 測試結果

測試結果

  5 結束語

  本設計方案采用具有出色性能的定時器PWM信號發生器組的16位結構的微處理器SPMC75F2413A單片機進行設計,主要利用了此單片機的PWM信號發生器組產生控制逆變電路和斬波電路的PWM波,還利用了IR2101的自舉功能,對功率MOS管進行有序驅動,實現逆變,控制斬波電路的PWM波占空比,實現了最大功率的跟蹤逆變器的設計。通過驗證,輸出的正弦交流信號十分明顯,并具有最大功率的跟蹤功能。

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