在現代主動聲納系統中，往往需要針對不同背景噪音以及不同的要求，適時地選擇信號波形，工作頻率，信號時間寬度，帶寬等。例如，常用的信號有單頻矩形脈沖(CW)，線性調頻脈沖信號(LFM)，雙曲線調頻信號等。不同的信號具有不同的特性。對于相同的多普勒分辨率，LFM脈沖的試驗分辨能力要高于CW脈沖，而對于相同的時延分辨力，LFM則要高于CW脈沖。當目標多普勒頻移較小時，相對于長CW脈沖而言，LFM脈沖具有較小的模糊面積，受到少一些的混響影響，而當目標多普勒增大時，長CW脈沖比LFM脈沖信號抗混響效果要好。
本文所提到的水聲信號發生系統采用多功能的數據采集接口板作為信號源，可以通過編寫程序方便產生所需的信號。其所產生的信號穩定，精度高，并且修改容易，通用性強。但由于要直接產生滿足要求的正弦信號具有很大難度，所以產生的都是矩形信號，而且信號的幅度、功率均很小。為解決這一問題，這里提出了功率放大電路，將數據采集接口板產生的矩形信號轉換為正弦信號，并進行幅度和功率放大，以滿足換能器對信號的要求。
1 總體設計
由式(3)可以得出以下結論：周期信號的傅氏變換在各諧波頻率處是一個無限長的等間距的沖擊序列。周期函數具有離散的傅氏變換頻譜。如能設計一電路將矩形周期信號的基頻諧波分量分離出來，便達到了將矩形周期信號轉換為正弦信號的目的。圖1為系統總體框圖。
由于上級電路產生的矩形信號幅度很小，所以先通過前置放大模塊進行初步幅度放大和濾波。前置放大模塊的放大增益可控。PC機通過RS232接口與單片機通信，單片機接收到PC機發出的信息后，再通過調整電阻網絡調整增益。這樣整個系統最終的輸出信號幅度便可以通過PC機控制。矩形信號經過巴特沃思濾波器濾波后轉換為正弦信號，再經過放大濾波，便可傳給大功率運放轉換為大功率信號。最后通過變壓器驅動換能器以產生聲信號。
2 電路設計
該電路按如前所述的功能，可以將其劃分為串口通信模塊、前置放大模塊、巴特沃思低通濾波模塊以及大功率運放模塊。
2．1 串口通信模塊
系統通過標準RS232接口與PC機進行通信。該串口通信模塊的核心是單片機AT89C52，其帶有一個UART(通用異步收發器)。用UART實現串口通信非常容易，其收發協議與標準RS232接口是一致的，只是在電氣特性上有差異：UART采用的是CMOS電平，而RS232接口則采用RS232電平。因此該電路采用了MAX202電平轉換器來轉換電平。其電路圖如圖2所示。
該串口通信模塊除了MAX202外，單片機還外接復位芯片X25045。當超過設定時間沒有得到單片機輸出的復位信號，X25045將通過復位口對單片機復位，以提高單片機系統的抗干擾性能。在編寫單片機程序時要特別注意對X25045的復位。另外，單片機通過并口控制3個模擬開關芯片4066，共12條線路的通斷。當單片機收到來自PC機的信息后，選通不同的通路，等于將不同的電阻連接到運放輸入端與輸出端之間，便達到調整前置放大模塊增益的目的。根據單片機多機通信特點，PC機如果要與指定的單片機實現點對點通信，必須滿足下列條件：PC機串口信息幀格式應同單片機一致，包括1位起始位、1位停止位、8位數據位1個第9位，本系統選定波特率為9 600b／s。單片機所需程序的流程圖如圖3所示。單片機的主要工作就是響應串口中斷，當有信號由串口傳來，單片機接收并識別內容，然后按照內容將事先安排好的控制位拉高，達到選通某一路模擬開關的作用。
2．2 前置放大模塊
由于該部分電路只是對信號進行預處理，采用由運放、電阻和電容組成的放大電路，如圖4所示。
圖4中運放、電阻和電容構成帶通濾波器，通帶為f1
在實際電路中就是通過調節R2的值達到調整放大增益的目的，圖5為前置入大器電路。實際電路中，運放的輸出端并聯了12個不同阻值的電阻。同時，電阻另一端分別與模擬開關的12個輸入端相連，而所有模擬開關的12個輸出端都與運放反向輸入端相連。
2．3 巴特沃思低通濾波器
巴特沃思又稱為最平的濾波器，其具有帶通內極大平坦，過渡帶與阻帶單調性良好等特點。隨著階數的增加其特性更接近理想等優點，因此成為信號處理中應用最廣泛的幾種濾波器之一。為了使輸出的正弦信號不出現失真，同時保留原有信號的幅度信息，因此需要濾波器帶通內增益平坦無波動，所以采用巴特沃思濾波器。這里通過集成濾波器MF6實現6階巴特沃思低通濾波器。
MF6是6階巴特沃思低通濾波器，其工作頻率范圍是0．1～10 kHz。由于采用了交換電容技術，MF6工作時所需的外設很簡單，MF6的截斷頻率fs是通過一個外界輸入的參考頻率fi進行調節。fi是頻率為fs的1／100或1／50符合TTL或CMOS電平的時鐘信號。參考信號的電平類型可通過控制位進行控制。當參考頻率為125 kHz時，實測截斷頻率為1．25 kHz。其通帶內平坦，帶外衰減線性程度好，滿足要求。
當前一級的數據采集接口板產生信號時，同時還會產生一個原信號頻率適當倍數的參考信號。在該電路中，MF6的截斷頻率設在信號的一次諧波頻率與二次諧波頻率之間。由于周期信號具有離散頻譜，一次諧波頻率位于通帶內，其他諧波則被衰減。因此通過其濾波后，矩形信號便轉化為同頻率的正弦波。
2．4 大功率運放
大功率運放電路是以集成大功率運算放大器LM12為核心，輔以外圍電路構成，電路圖如圖6所示。
信號經過巴特沃思濾波器濾波后轉化為具有正弦形式的信號，再經過兩級由LF353運放組成的帶通濾波器，進一步濾除低頻與高頻部分噪聲。LM12CLK是一種大功率運算放大器，在外接4 Ω負載時，最大輸出功率可達80 W。并且外圍電路簡單，運用方便。信號經過濾波電容以及兩個電阻進行分壓和阻抗匹配后進入正相輸入端。反饋電阻并聯電容，使其具有低通濾波，濾除高頻分量的作用。同時在輸出端與電源之間連接輸出夾斷二極管，如圖6所示。若LM12CLK外接電感式負載，當輸出達到電源電壓限制時，電感中儲存的能量可能使輸出電壓超過電源電壓。因此為了防止電流倒流，二極管是非常必要的。該電路的放大增益由反相輸入端的兩個電阻的比值決定。該部分電路通過Tektronix2022 示波器實測波形，結果如圖7所示。
圖7(a)是小信號工作時實測波形，2通道低幅度信號(50 mV／格)為輸入信號，1通道高幅度信號(50 mV／格)為輸出。從圖中可以看出，該電路能將小信號不失真地放大。圖7(b)是大信號工作時實測波形，2通道(1 V／格)表示輸入信號，1通道(5 V／格)為輸出信號，由圖可見，當輸入信號不斷增加，輸出信號的幅度超過電源幅度時，由于二極管的穩壓作用，輸出信號被限幅，不能超過12 V，以防止電流倒流。
3 結論
根據以上原理，設計并實現了各個具體的電路，經過硬件調試，并編制相應的控制軟件，成功實現程控增益調節，硬件電路工作正常穩定。經反復調整元件參數，當輸入為0．1～10 kHz的矩形信號時，輸出為同頻率的正弦信號。輸出信號穩定，除小于0．5 kHz的低頻段外無明顯失真，信號最大增益大于54 dB，達到設計要求。事實證明該巴特沃思濾波器幅頻特性通帶內平滑，衰減帶內單調性良好，只要截斷頻率設置合理，完全可以濾出信號的基頻分量，將矩形信號轉換為正弦信號。以前的信號產生方式是通過RC電路直接得到正弦波，但信號頻率隨溫度和時間的漂移較大，由于通過晶體振蕩器可以得到頻率穩定度很高的矩形信號，這種由矩形波得到正弦波的方式極大地改善了信號源的性能。同時，通過單片機的定時器可以很方便地得到一個指定頻率的矩形信號，如果對頻率的分辨率要求不是特別高，可以很方便地由單片機和濾波器構成信號發生電路，簡化電路設計和成本。