1引言
隨著電力電子器件從晶閘管（SCR）到大功率晶體管（GTR），再發展到VMOSFET和IGBT等，功率變換技術也經歷了從負載諧振變換到硬開關PWM，再到雙零開關和雙零變換的發展過程。雙零變換技術包括零電壓變換（ZVT）和零電流變換（ZCT）兩種，它們的基本工作原理是采用輔助開關管" title="開關管">開關管與諧振電路共同配合主開關管工作，使其分別實現零電壓開關（ZVS）或零電流開關（ZCS），是真正意義上的定頻軟開關" title="軟開關">軟開關PWM變換，具有定頻PWM變換和軟開關變換的共同優點，所以雙零變換技術是功率變換技術的發展趨勢之一。
2移相" title="移相">移相全橋" title="全橋">全橋ZVT軟開關變換技術
雙零變換技術中，ZVT變換技術應用比較普遍，主要用于高頻有源PFC和DC/DC變換電路。ZVT變換的基本工作原理是輔助開關管與諧振電路共同工作，使主開關管實現零電壓開關。
ZVT變換技術的主要優點有：
?。?）定頻PWM變換，與以調頻形式工作的ZVS變換相比，變壓器和濾波電抗器的設計比較容易，利用率也比較高；
?。?）在主開關管開通和關斷的過程中，采用部分諧振技術，實現軟開關變換，大大降低了開關損耗，提高了工作效率；
?。?）主開關管導通時流過的電流和關斷時承受的電壓與硬開關PWM變換相近，比雙零開關變換成本低，可靠性高；
?。?）軟開關變換，電磁干擾（EMI）小。
圖1移相全橋變換電路
ZVT變換技術典型的應用是移相控制的全橋式變換電路，其基本電路如圖1所示。
VDA、VDB、VDC、VDD分別是開關管VA、VB、VC、VD（這里以IGBT為例）的等效反并聯體二極管；CA、CB、CC、CD分別是VA、VB、VC、VD的等效輸出電容（結電容）；L1為一次側電路引線電感LX、變壓器一次側繞組漏感LL和外加電感L之和，即
圖2移相PWM控制波形
L1=LX＋LL＋L（1）
開關管采用移相式PWM控制方式，控制波形見圖2。
由此可見，移相全橋變換電路四個開關管既為主開關管，又互為輔助開關管，既不增加開關管數量，又吸收了分布參數作諧振電路參數，實現零電壓轉換[1]。
3ZVT軟開關變換電路中的應用設計
移相全橋ZVT軟開關變換電路可以用于設計許多類型的開關電源變換裝置，設計方法和過程都是相似的。由于主電路確定為全橋式逆變電路，集成控制芯片一般選UCX875～79或者ML4148，所以最主要的設計內容歸結為兩點：一是根據散熱平衡優化設計ZVT軟開關變換諧振參數，二是控制系統" title="控制系統">控制系統的環路設計。
3．1ZVT軟開關變換諧振參數的優化設計
主電路諧振電感量L1是決定能否實現零電壓轉換的關鍵。L1太小，在負載較小時，雖然超前橋臂開關管比較容易實現ZVT，但是由于環流不能維持到滯后橋臂開關狀態的轉換時刻，使滯后橋臂不能實現ZVT[1]。但是，L1過大，會限制最大占空比，并會降低功率因數。負載很輕時，電流不太大，即使是硬開關狀態，開關損耗也不會太大。另外，開關管的通態損耗也隨電流的變化而變化，對于IGBT管，管壓降為UCES，應按照滿載時設計散熱條件。因此，使滯后橋臂實現ZVT的最小負載電流優化的原則應該是：當電流下降到αIOE時，滯后橋臂上兩只開關管的開關損耗的增加量Pon－offr等于所有四只開關管的通態損耗的減少量PONf，不變的散熱條件，使得開關管的結溫仍然保持原來的水平，由文獻[2]可知，Pon－offr和PONf可以分別由式（2）和式（3）求出，所以α可以由式（4）求出：
Pon－offr=αIOEUd(ton＋toff)fS(2)
PONf=4δ(1－α)IOEUCESat(3)(4)
式中：ton——IGBT的開通時間，toff——IGBT的關斷時間；fS——逆變電路的開關頻率；UCESat——IGBT的導通壓降。
根據下式和式（1）可以求出外加電感量L：(Lm＋L1)·(αIOE/n)2/2>（4CS/3＋Ct/2）(5)
式中:Lm——變壓器一次側勵磁電感，n——變壓器變比，CS——開關管輸出電容；Ct——變壓器一次側繞組電容。
3．2控制系統的環路設計
開關穩壓電源控制系統的結構框圖如圖3所示。
圖3開關穩壓電源控制系統的結構框圖
控制系統環路設計就是通過對系統的環路及其對小信號的響應進行分析，選擇合適的調節器，并采取適當的校正網絡，使系統的穩態和動態性能指標及其穩定性都能滿足要求。具體說就是，穩態無靜差、動態響應速度足夠快、系統穩定、抗高頻干擾能力強。要使系統滿足以上性能，其開環傳遞函數" title="傳遞函數">傳遞函數L（ω）就必須滿足以下要求[3]：
?。?）低頻段以－20dB/Dec或－40dB/Dec的斜率下降，無穩態誤差；
?。?）中頻段以－20dB/Dec斜率下降，系統的穩定余量較大，中頻帶寬要足夠寬，以保證系統的動態響應速度；
?。?）高頻段以－40dB/Dec或－60dB/Dec的斜率下降，對高頻干擾衰減快。
PWM環節是線性的，其傳遞函數為K1，逆變開關電路和變壓器組合也是線性的，其傳遞函數為1/n，n為變壓器一、二次側匝數之比。輸出LC濾波環節的傳遞函數為1/（s2LC＋1）,輸出電壓反饋網絡也是線性的，其傳輸函數為：KB=R2/（R1＋R2）。假設誤差放大器（或調節器）的傳遞函數為G1（s），則圖3所示的系統就可以寫成傳遞函數的形式，見圖4。
若誤差放大器為比例調節器，即G1（s）=KP，則控制系統為二階系統，其開環傳遞函數見式（6），幅頻特性曲線見圖5（a）。這種系統的穩定誤差比較大，并且是有條件的穩定系統，穩定余量太小。
圖6比例積分（PI）調節器和無源超前校正網絡
圖4開關穩壓電源控制系統的結構
解決以上問題的方法：
?。?）采用比例積分（PI）調節器，見圖6（a），傳遞函數見式（7）；
（2）采用無源超前校正，見圖6（b），傳遞函數見式（8）。
圖5二階系統開環幅頻特性曲線和
圖6比例積分（PI）調節器和無源超前校正網絡
校正后的系統開環幅頻特性曲線
校正后的系統開環幅頻特性曲線見圖5（b），基本能夠滿足上述的要求。（7）（8）
在進行以上環路設計的同時，還要遵循以下兩個基本點：
?。?）交越頻率ωC即L（ω）=0時頻率為逆變開關頻率fC的（1/4～1/5）；
?。?）中頻帶寬b=ω4/ω3≈10。
4設計實例及試驗結果
采用移相全橋ZVT軟開關變換電路設計的DMA－48/50通信開關電源模塊，輸入電壓為三相380V±20％，輸出電壓為43.2～57.6V可調，輸出電流為50A。選用IRG4PF50W型高速IGBT做開關管，開關頻率為40kHz，選用UC3879做集成控制芯片，振蕩頻率設為80kHz。引線電感加變壓器一次側漏感約為1.5μH，外加電感為6.5μH左右,L1=8μH,IO=18.5A時開始實現ZVT,最大占空比Dmax=0.88。系統環路設計采用了PI調節器和無源超前校正，ω≈9kHz，中頻帶寬b=ω4/ω3≈11.2。
測試結果系統穩定、控制精度高、動態響應快、抗干擾能力強，基本參數如下：
功率因數：PF=0.948（50A，57.6V）
效率：η=92.6％(50A,57.6V)。
輸出峰－峰雜音：130mV。
5結束語
移相全橋ZVT變換電路是中、大功率直流電源變換器理想的方案之一，它效率高、EMI小、開關管的定額要求低、成本低。設計時，要根據散熱平衡優化實現ZVT軟開關的最小電流，既能提高功率傳輸的效率，又可降低成本。系統的環路設計要綜合考慮穩態、動態性能指標和穩定性，采取必要的校正措施，并要設計合適的交越頻率和中頻帶寬。采用移相全橋ZVT變換電路設計的DMA－48/50通信用基礎開關電源，已經通過了原郵電部的入網測試，并取得了進網許可證。