靜止變流器是應用功率半導體器件，將主電源直流電變換成恒壓恒頻交流電的電氣裝置。對于交流用電負載與主直流電源共地的場合，靜止變流器輸出與輸入之間必須有變壓器電氣隔離。本文提出了新穎的高頻直流脈沖環節靜止變流器電路結構，如圖1所示。這種電路結構，由具有高頻電氣隔離、吸收交流側回饋無功能量和輸出高頻脈沖波等多功能一體化軟開關PWMDC/DC變換器MISSC與DC/AC逆變器級聯而成，具有電路結構簡潔、體積重量小、效率高、成本低等優點。MISSC變換器不但實現了DC/DC變換器的軟開關，而且還為DC/AC逆變器實現軟開關創造了條件。

2電路拓撲

　　圖1所示靜止變流器電路結構的創新之處在于，提出了多功能一體化PWMDC/DC變換器新概念。多功能一體化PWMDC/DC變換器族主要有三個功能：①輸入輸出電氣隔離；②吸收DC/AC逆變器交流側回饋的無功能量；③輸出符合DC/AC逆變器要求的高頻脈沖電壓波udo，為逆變橋功率開關在udo過零時切換實現ZVS開關創造了條件。

圖1新穎的高頻直流脈沖環節靜止變流器電路結構

基于這一思想，在傳統的電氣隔離DC/DC變換器族中去除輸出LC濾波器，輸出端再加上逆變器交流側回饋無功能量吸收電路（由有源開關Sr和儲能電容Cr串聯構成），便可獲得多功能一體化PWMDC/DC變換器。

考慮到輸入電壓Ui為低壓（27V或48V）且變化范圍寬，選定并聯交錯有源箝位正激式MISSC變換器作為前置級，其輸出高頻脈沖電壓波的占空比2D>0.5，輸入輸出波形頻率為開關頻率的二倍，同時又具備正激Forward變換器的優點。圖2示出了這一新穎的電路拓撲。

（a）原理圖(b)波形圖圖3電流瞬時值反饋DC/AC逆變器控制原理

圖4三態DPM電流滯環跟蹤控制原理

圖2高頻直流脈沖環節靜止變流器電路拓撲

圖2所示電路，Sc與Cc串聯接在高頻變壓器原邊繞組兩端，構成正激變換器的有源箝位支路，為變壓器在功率開關S關斷后提供磁復位路徑，實現了功率開關的電壓箝位和變壓器的雙向磁化，功率開關S、箝位開關Sc實現了ZVS開關。當MISSC變換器輸出相同的高頻脈沖電壓波平均值

　　Udo.arg=N22DUi/N1(1)

時，占空比D增大，高頻脈沖電壓波幅值Ui·N2/N1便降低，從而降低了逆變橋四個功率開關S1、S2、S3、S4的電壓應力。這正是選用并聯交錯正激式多功能一體化PWMDC/DC變換器（占空比2D=0.5～0.9）作為前置級的根本原因。

3控制原理

3.1MISSC變換器控制原理

　　新穎的靜止變流器電路拓撲，由并聯交錯有源箝位正激式MISSC變換器和DC/AC逆變器級聯而成，各自構成閉環回路。這種電路拓撲繼承了諧振直流環節逆變器RDCLI的思想。前級電路拓樸較復雜，且不存在輸出濾波器，不是完整的軟開關PWMDC/DC變換器，為后級提供平均值恒定的高頻脈沖電壓波，只能采用電壓型PWM控制技術（因為其提供的輸出電流大小是按照DC/AC逆變器所需的正弦規律分布的）；后級電路拓樸簡潔，逆變橋功率器件可實現完全的ZVS開關。

3.2DC/AC逆變器控制原理

　　DC/AC逆變器采用電流瞬時值反饋技術的脈寬調制方案，如圖3所示。快速電流檢測元件將檢測到的濾波電感電流信號if送到滯環比較器同相輸入端，給定信號ig加在其反相輸入端。滯環比較器輸出通過邏輯延時、分相和驅動電路來驅動控制逆變橋功率開關。

　　為了減小濾波電感電流iLf脈動量，改善輸出電壓波形，應該采用單極性調制而不用雙極性調制。本文研究的靜止變流器，DC/AC逆變橋采用三態離散脈沖調制DPM電流滯環跟蹤控制（Threestatesdiscretepulsemodulationhysteresiscurrentcontrol）的單極性調制瞬時值反饋技術，其控制原理如圖4所示。

(a)原理圖   (b)波形圖
圖3

圖4

　　在逆變橋輸入電壓udo=0時，檢測濾波電感電流iLf做為反饋電流if與給定電流ig相比較，根據二個電流瞬時值之差來決定，單相逆變橋四個功率開關在下一個高頻脈沖電壓波udo的導通情況，其控制規律為引入零狀態續流模式后，不但可以使電流跟蹤偏差減小，而且使逆變橋輸出電壓uAB波形中的＋1、－1、狀態間的跳變大為減小，甚至消除，從而使輸出脈動減小。這也是單極性調制比雙極性調制優越的主要原因。合理設計輸出濾波器參數和滯環寬度，可以實現逆變橋的單極性工作。如果在電流外環設置電壓閉環，則可獲得良好的輸出電壓、電流控制特性。

4幾個關鍵問題的討論

(1)高頻脈沖輸出電壓波平均值udo，avg選取

　　DC/AC逆變器DPM控制時，其實質就是根據一定的給定要求將逆變橋輸入的高頻脈沖電壓波udo組合成所需的低頻調制電壓波uAB，輸出濾波器只是用來濾除組合低頻調制電壓uAB中的高次諧波，不產生能量，只能暫存一定能量。在組合低頻調制電壓uAB中，輸出電壓低處脈沖稀疏、輸出電壓峰值處脈沖密集，如圖5所示。脈沖最密集處就是逆變橋輸入

圖5DPM脈沖組合波形

的高頻脈沖全部選送到輸出端，如圖5中t1～t2期間。t1～t2期間，為了確保輸出電壓THD小，應滿足

　　Uom≤UAB，arg=Udo,arg

=Ui2DN2/N1(3)

式（2－3）可作為Udo,avg的設計依據。

(2)高頻脈沖輸出電壓波占空比2D的選取

相同Udo，avg時，若占空比2D過小，將導致調制電壓波形UAB稀疏且幅值大，濾波電感電流處于二極管續流時間長，加大了作為續流二級管用的功率MOSFET體內寄生二級管的電流定額。同時DC/AC逆變橋應采用耐壓更大的功率MOSFET器件，從而有更高的導通電阻和穩態導通損耗。因此，應盡可能增大高頻脈沖輸出電壓波占空比2D。但最大占空比2Dmax受到高頻脈沖波頻率2fs的限制。若2fs、2D均很大，則高頻脈沖電壓波的零電壓時間短暫。過零檢測信號發出的開關狀態轉換信號經過驅動電路，存在波形傳輸延時時間和功率器件的開關時間，可能導致DC/AC逆變橋功率器件在udo非零電壓期間發生開關狀態轉換，未能實現ZVS開關。為了保證功率器件可靠實現ZVS開關，需要一定時間t0，則最大占空比應滿足

2Dmax≤1－t02fs(4)

(3)高頻脈沖輸出電壓波udo過零檢測與控制

　　高頻脈沖輸出電壓波udo過零檢測與控制，是DC/AC逆變橋功率開關實現ZVS的關鍵所在。由于udo與MISSC變換器二個功率開關驅動信號同步，因此只要將二個功率開關的驅動信號uGS1、uGS2“或”在一起，經反相并由脈沖前沿延時電路延時、整形，便得到了過零檢測信號uP，各信號相位關系如圖6所示。只要延遲時間τ合理，即可保證DC/AC逆變橋功率器件在udo=0期間開關。由此可見，利用udo與功率開關驅動信號之間的邏輯關系，將驅動信號加以適當變換，并考慮驅動電路傳輸延遲時間，獲得過零信號，是一種簡潔實用的方法。

圖6幾個信號之間的相位關系

5試驗結果

　　1kVA高頻直流脈沖環節靜止變流器占空比2D=0.75時，原理試驗波形如圖7所示。試驗結果表明：在DC/AC逆變橋交流側沒有無功能量回饋期間，前置級MISSC變換器輸出的高頻脈沖電壓波udo周期性回零，如圖7（a）所示；在DC/AC逆變橋交流側有無功能量回饋期間，高頻脈沖電壓波udo出現不回零現象，如圖7（b）所示；DC/AC逆變橋調制電壓波形uAB滿足脈沖極性連貫性原則，如圖7（c）所示；DC/AC逆變橋濾波電感電流iLf在給定電流信號ig的滯環寬度內變化，如圖7（d）所示；負載兩端得到的低THD輸出正弦波uO，如圖7（e）所示。試驗結果證實了這種電路拓撲的可行性。

6結論

（a）DC/AC逆變橋沒有無功能量回饋時高頻脈沖電壓波udo

（b）DC/AC逆變橋有無功能量回饋時高頻脈沖電壓波udo

(c)DC/AC逆變橋調制電壓波形uAB

(d)DC/AC逆變橋濾波電感電流iLf

(e)DC/AC逆變器輸出電壓波形uO圖7高頻直流脈沖環節靜止變流器原理試驗波形
圖7 高頻直流肪沖環節靜止變流器原理試驗波形

　　通過本文分析研究，可以得出如下結論：

(1)多功能一體化PWMDC/DC變換器族新概念，是這種電路拓撲的創新所在；

(2)高頻直流脈沖環節靜止變流器電路拓撲，由并聯交錯有源箝位正激式MISSC變換器和DC/AC逆變器級聯而成，各自構成閉環回路，前者采用電壓型PWM控制技術，后者采用三態DPM電流滯環跟蹤控制技術；

(3)為了保證DC/AC逆變橋功率開關實現ZVS，且輸出低THD的正弦波，高頻脈沖輸出電壓波udo的平均值和最大占空比應合理設計；

(4)試驗結果表明，這種新穎的靜止變流器電路拓樸是可行的。