1引言

為了減少對交流電網的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標準，如IEC 1000- 3-2，它要求開關電源" title="電源">電源必須采取措施降低電流諧波含量。

為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數校正（PFC" title="PFC">PFC）。目前應用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點是電路復雜，成本高。

在單級" title="單級">單級功率因數校正變換器[1]中，PFC級和DC/DC級共用一個開關管和一套控制電路，在獲得穩定輸出的同時實現功率因數校正。這種方案具有電路簡單、成本低的優點，適用于小功率場合。本文介紹了一種單級PFC變換器的基本原理及其設計" title="設計">設計過程。

2單級PFC變換器

單級PFC變換器的原理圖如圖1所示，是一種基于脈寬調制（PWM）的變換器。變換器的PFC級采用Boost電感電路，而DC/DC級采用雙管單端正激電路結構。

PWM集成芯片采用了UC3842，是一種電流型控制的專用芯片，具有電壓調整率高、外圍元器件少、工作頻率高、啟動電流小的特點。其輸出驅動信號通過隔直電容，連接在驅動變壓器" title="變壓器">變壓器原邊。驅動變壓器采用副邊雙繞組結構，得到兩路同相隔離的驅動信號，從而實現了 DC/DC級的雙管驅動。

變換器的過流保護由電阻R9檢測到開關管的過流信號，封鎖UC3842的輸出信號，實現過流保護。電壓負反饋控制由電阻R12和R13獲得輸出電壓信號。

變換器的工作原理簡述如下：當變換器接通電源時，輸入交流電壓整流后的直流電壓經電阻R17降壓后，給UC3842提供啟動電壓。進入正常工作后，二次繞組N3提供UC3842的工作電壓（12 V）；繞組N2的高頻電壓經整流濾波，由TL431獲得偏差信號，經光耦隔離后反饋到UC3842，去控制開關管的導通與截止，實現穩壓的目的。在一個開關周期Ts內，控制Boost電感工作在不連續導電模式（DCM）下，使得輸入電流波形自然跟隨輸入電壓波形，從而實現了功率因數校正。

3變換器的設計

3.1 EMI濾波器的設計

EMI濾波器能有效地抑制電網噪聲，提高電子儀器、計算機和測控系統的抗干擾能力及可靠性[2]。單級PFC變換器的PFC級工作在不連續導電模式下，其輸入電流波形為脈動三角波，因此其前端需添加EMI濾波器以濾除高頻紋波。

EMI濾波器電路如圖1所示，包括共模扼流圈（亦稱共模電感）和濾波電容。共模電感主要用來濾除共模干擾，其電感量與EMI濾波器的額定電流有關。本文中的單級PFC變換器的額定電流為1 A，取共模電感值為15 mH。濾波電容C11和C13主要濾除串模干擾，容量大致為0.01μ F～0.47 μ F。C14和C15跨接在輸入端，并將電容器的中點接地，能有效抑制共模干擾，容量范圍是2200 pF～0.1 μ F。

3.2功率器件的選取

變換器的開關器件一般均選用功率場效應管（MOSFET），依據輸入最高電壓時輸出最大電流的要求來確定其電壓與電流等級，并預留有1.5～2倍的電壓和2～3倍的電流裕量。在單管變換器中，開關器件的電壓UCEO通常可按經驗公式選取

式中：Udmax為漏源極的最大電壓；

D為占空比。

開關器件的電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。本文中，由于采用雙管電路結構，每個開關管所承受的電壓為UCEO的一半，故選用耐壓500 V、電流8 A的IRF840。變換器中PFC級的二極管選用了超快速恢復二極管，而DC/DC級整流輸出端選用肖特基整流二極管，以減小二極管的壓降。

3.3變換器電感的設計

在單級PFC變換器中，為了實現功率因數校正，通?？刂芇FC級的Boost電感工作在不連續導電模式；而為了提高變換器的率，DC/DC級一般采用連續導電模式，在一個開關周期內，通過L1和L2的電流如圖2所示。為了使Boost電感工作于DCM，則有

式中：RL為變換器的負載電阻；

L1為Boost電感值；

Ts為變換器的開關周期；

D為占空比；

η為變換器的效率；

UC1為中間儲能電容上的電壓；

Uo為輸出電壓。

為了使得DC/DC級工作在連續導電模式下，則有

式中：L2為DC/DC級的儲能電感值。

在本文中，要求Ts=8.33 μ s，D=0.2， Uo=16 V，RL=2.133 Ω，UC1=380 V。故選取L1=100 μH，L2=20μH。

功率因數校正的實驗結果如圖3所示。圖中，第一條波形是交流輸入電壓經整流橋后的電壓波形，第二條波形是流經Boost電感L1的電流波形，近似于正弦波。實驗得到的功率因數為0.97。

3.4高頻變壓器的設計

高頻變壓器是變換器的核心元件，它的性能好壞不僅影響其本身的發熱和效率，而且還會影響到變換器的技術性能和可靠性。

1） 磁芯的選用

本文的負載設計為Uo=16V，Io=7.5A，由高頻變壓器的二次繞組N2繞組提供。而繞組N3提供UC3842的工作電源，其輸出功率很小，可忽略。由設定條件可知，高頻變壓器的輸出功率為

給出的輸出功率與磁芯尺寸的關系，選用了PQ32－30磁芯，其有效截面積為167mm2。

2） 繞組匝數的確定

變壓器初級繞組電壓幅值UP1為

式中：UC1是變壓器輸入直流電壓(等于中間儲能電容上的電壓)；

ΔU1是變壓器初級繞組的電阻壓降與開關管的導通壓降之和，在實際計算中可以忽略。

變壓器二次繞組N2的電壓幅值UP2

式中：ΔU2是變壓器二次繞組的電阻壓降與整流管的壓降之和。

初級繞組匝數N1為

式中：f是開關頻率（120 kHz）；

ΔBm是磁通增量，此處取ΔBm=0.15T。

二次繞組N3提供UC3842的12V工作電壓，其匝數由下式得到

式中：UP3為二次繞組N3的電壓幅值。

4結語

應用脈寬調制集成控制芯片UC3842構成的單級PFC變換器，具有電路結構簡單、成本低等優點。不僅獲得穩定的輸出，而且實現了功率因數校正。