摘要：首先介紹了三電平PWM變換器的特點，比較了空間矢量控制方法、SHEPWM方法和SPWM方法的優缺點。詳細地介紹了三電平中SPWM控制的原理，并討論了用DSPLF2407A來實現SPWM的方法。最后通過仿真和實驗驗證了SPWM控制方法的特點，實驗證實了用DSP實現三電平SPWM的方便性。
關鍵詞：三電平變換器；正弦脈沖寬度調制；數字處理器
1 概述
二極管中點鉗位型的三電平逆變器的主電路拓撲結構如圖1所示。由于二極管的鉗位，這種變換器每個功率開關管承受的最大電壓為直流側電壓的1/2，從而實現了用中低壓器件完成中高容量的變換。另外，由于相電壓有三種電平狀態，比傳統的二電平逆變器多了一個電平，其諧波水平明顯低于二電平變換器，輸出相同質量電流波形的時候，開關頻率可以降低到兩電平的1/4。最后，由于采用了不對稱的雙向開關，能量可以雙向流動，可以很好地控制功率因數和實現電機四象限運行。然而，由于這種拓撲結構使用了12個功率管，其控制方法也隨之復雜。另外，直流側中點電位的不平衡也是制約該拓撲的一個重要因素。
圖1 三電平變換器主電路結構
三電平變換器的控制方法主要有正弦波調制PWM(SPWM)，選擇性的消諧PWM(SHEPWM)，空間矢量PWM(SVPWM)。
三電平空間矢量控制PWM方法和兩電平空間矢量的控制方法一樣，也是一種建立在空間電壓矢量合成概念上的PWM方法。三電平空間矢量方法的優點主要是電壓利用率高，對于二極管中點鉗位的變換電路可以利用冗余的電壓矢量（一般都是小矢量）來實現直流側電容電壓的平衡；其缺點就是數字實現的時候計算量非常大,尤其是當電平數大于3的時候更加復雜。
選擇性的消諧PWM方法，通過開關時刻的優化選擇，可以在較低的開關頻率下，產生最優的輸出電壓波形，從而減小了電流紋波和電動機的脈動轉矩。在輸出同樣質量波形的時候，它較其它的方法，開關次數最少，效率最高。因此，在高壓大功率的設備上多采用SHEPWM的控制方法。但是，這種方法的一個難點就是在計算開關角的時候，要解超越方程，現在通用的牛頓迭代法中，確定開關角的初值難以選擇，計算比較困難。
而正弦波調制的方法的優點主要以下幾點：
1）SPWM實現起來比較方便，可以模擬實現也可以用數字來實現，而且用數字來實現的時候，計算量小；
2）可以大大降低輸出諧波含量，尤其是低頻紋波，它的諧波主要集中在載波頻率的K倍的位置，因此在設計濾波器的時候，比較容易實現，而且成本較低；
3）對于任何數電平變換器，調制比可以在所有的工作范圍內變化，注入合適的三次諧波，可以實現最大調制比1.15；
4）在載波中注入合適零序列，可以較好地平衡中點電位。
本文在介紹三電平變換SPWM控制理論的基礎上，討論了用DSP來實現三電平SPWM控制的方法，并將仿真結果與實驗結果進行了比較。
2 三電平載波調制理論
從圖1中可以看到，三電平逆變器的每一個橋臂上有4個開關管，4個反向恢復二極管和2個鉗位二極管。以第一橋臂為例，其中開關管Sa1和Sa3的開關控制信號互補，Sa2和Sa4的開關控制信號也是互補的。Sa1和Sa2同時導通的時候，輸出相電壓為Ed/2；Sa2和Sa3同時導通的時候，輸出的相電壓為0；Sa3和Sa4同時導通的時候，輸出的相電壓為－Ed/2。為了確保電路中dv/dt不能太大，必須保證每個橋臂中只能有上面三種情況的兩個開關管導通，絕不容許有3個開關管同時導通，但是，由于所采用的開關器件都不是理想的，開關管的開通和關斷都需要一定的時間。因此，必須對開關控制信號加入死區時間。從上面分析可知，一個橋臂中，控制信號只有兩個獨立的控制信號。Sa1和Sa2的驅動控制信號是由2個具有同相位，同頻率fc，相同的峰峰值Ac，且對稱分布的三角載波和一個峰峰值為Am，頻率為fm的正弦參考信號比較得到的。在三角載波和正弦波相交的時刻，如果正弦波的值大于載波的值，則開通相應的開關器件，反之則關斷該器件。對于三電平變換器，幅度調制比ma和頻率調制比mf定義為
ma=Am/2Ac（1）
mf=fc/fm（2）
圖2是調制比為ma=0.9，mf=9的三電平變換器的原理圖。
（a）調制原理
（b）A相電壓波形
（c）B相電壓波形
（d）AB線電壓波形
圖2 SPWM原理圖
3 基于DSP的三電平SPWM的實現
TI公司的TMS320LF2407ADSP是面向電力電子控制領域的，它具有兩個事件管理器模塊EVA和EVB，能夠實現PWM對稱和非對稱波形；外部引腳PDPINTx快速封鎖PWM通道；可編程的死區控制；3個捕獲單元；片內光電編碼器接口電路；16通道的A/D轉換。另外，它還有串行通信接口(SCI)，16位的串行外設接口模塊(SPI)和控制器局域網絡(CAN)2.0B模塊。LF2407A可以很好地實現電力電子領域的控制。DSP實現SPWM控制三電平變換器的控制框圖見圖3。對稱的規則采樣PWM法比較簡單，適合于數字控制的實現，它的原理是在三角載波的峰點（谷點）的時刻采樣正弦波調制信號而形成的波形，采樣周期Ts為三角載波的周期。用DSP實現SPWM控制的過程中，主要是計算各個載波周期內的開關時間。圖4是計算載波周期內開關時間的中斷程序流程圖。中斷程序主要就是計算第N個載波周期內的開關的時間，其中v0為正弦波的幅值。表1是DSP的信號與開關管對應表。表2是各個扇區內CMPRx的值表。
表1 DSP信號和主功率管的對應關系
| PWM1 | PWM2 | PWM3 | PWM4 | PWM5 | PWM6 |
|---|---|---|---|---|---|
| Sa3 | Sa1 | Sa4 | Sa2 | Sb3 | Sb1 |
| PWM7 | PWM8 | PWM9 | PWM10 | PWM11 | PWM12 |
| Sb4 | Sb2 | Sc3 | Sc1 | Sc4 | Sc2 |
表2 CMPRx在各個區內的值
| CMPR1 | CMPR2 | CMPR3 | CMPR4 | CMPR5 | CMPR6 | |
|---|---|---|---|---|---|---|
| Z1 | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) |
| Z2 | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) |
| Z3 | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) | v0sinθ | T |
| Z4 | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T |
| Z5 | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T |
| Z6 | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ |
圖3 DSP控制的三電平變換器框圖
圖4 中斷程序流程圖
4三電平SPWM的仿真研究
為了研究載波調制的諧波消除效果，采用電力電子專用仿真軟件PSIM對圖1所示的三電平變換器進行了仿真研究。仿真參數設置載波的頻率fc=10kHz，調制正弦波的頻率fm=50Hz，幅度調制比為ma=0.9。相電壓、線電壓的仿真波形如圖5（a）所示。從仿真結果不難看出三電平的諧波主要集中在載波頻率的倍數的位置，如圖5（b）所示，而低次諧波很小。
5 實驗模型和實驗結果
實驗模型的主電路采用12個IRF840開關管，6個鉗位和12個反向恢復的二極管MUR860。實驗的控制部分主要是基于實驗室開發的雙DSP數字控制平臺。電路的輸入的直流電壓300V，負載為2.2kW的電動機。開關頻率fc=10kHz，ma=0.9。圖6(a)是相電壓波形，圖6(b)是相電壓的FFT分析。圖7(a)是線電壓波形，圖7(b)是線電壓波形的FFT分析波形。
（a）相、線電壓波形
（b）相、線電壓FFT分析
圖5 相、線電壓波形與FFT分析
（a）相電壓波形
(b)相電壓波形的頻譜分析
圖6 相電壓波形與其FFT分析
（a）線電壓波形
(b)線電壓波形的頻譜分析
圖7 線電壓波形與其FFT分析
6 結語
上述仿真和實驗結果表明，SPWM方法的諧波主要集中在高頻部分，因此，對它進行濾波器的設計比較容易實現。三電平變換器在高性能中高電壓的變頻調速，有源電力濾波裝置和電力系統無功補償等領域有著廣泛的應用前景。DSPLF2407A具有多路PWM輸出和可編程的死區時間控制，因此，在實現復雜的電力電子領域的控制中具有明顯的優勢。