音頻" title="音頻">音頻均衡" title="均衡">均衡器作為高品質音響不可或缺的關鍵附屬調節設備，在音效調整修飾方面起著至關重要的作用。一般音頻均衡器有數字和模擬兩種實現方法，模擬方法用有源和無源濾波器" title="濾波器">濾波器組實現，受器件溫度等特性的影響，難以達到較高的可靠性和一致性，且成本較高。數字實現方法采用數字濾波器，具有較高的靈活性和可靠性。常用的數字濾波器有IIR和FIR兩種。IIR濾波器結構簡單，所需的存儲空間小，但其相位是非線性；FIR濾波器是線性相位濾波器，這對高品質音效處理是必要的。本文通過在FPGA內設計了1 024階FIR濾波器實現數字均衡濾波，通過系數的重載實現多種頻率響應的均衡特性。

　　1 總體概述

　　文中設計的FIR音頻均衡濾波器采用多相濾波結構，用時間換取空間，節省FPGA內部資源，以達到在固定資源下的最大階數。實現結構框圖如圖1所示。

圖1 數字濾波器實現結構框圖

　　輸入序列以及濾波系數分別存儲在緩存陣列中，在時鐘同步下由控制模塊通過生成相應的讀寫地址及使能信號，使其按照一定次序輸出到乘累加模塊進行運算，并輸出最終結果。系數可通過外部輸入重載，以實現不同的均衡特性。EP1C3系列FPGA共有13個M4K塊，每個為256 ×18位，取數據和系數的位寬為16位。為了充分利用有限資源，并考慮處理速度及音頻信號速率要求，取每個緩存子模塊的存儲深度為256，即將乘累加模塊復用256次，每256個系統時鐘周期運算一個采樣點數據，輸出一個濾波結果。每個緩存子模塊占用一個M4K塊，連續4個子模塊串聯，就可實現256 x4=1 024階的要求，再考慮系數占用的空間，總共消耗8個M4K塊。這也是在有限資源下能實現的最高階" title="高階">高階數。

　　2 各模塊實現

　　2.1 輸入序列緩存模塊

　　輸入序列緩沖模塊采用雙口RAM模塊實現，將4個級聯使用，如圖2所示。4個子塊使用相同的讀寫地址及使能信號，采樣數據從第一個子塊輸入，第一個子塊的數據輸出端與下一級子塊的輸入端直接相連，依次類推。每個緩存子塊的數據y1～y4都輸出給乘累加模塊進行運算。

圖2 輸入序列緩沖模塊實現框圖

　　該模塊的關鍵是讀寫地址的控制，寫地址waddr必須滯后讀地址raddr一個時鐘周期，這樣子塊當前輸出數據會在下個時鐘寫入下一個子塊的相應單元。256個周期后，子塊的數據整體移到下一個子塊。

　　2.2 濾波器系數存儲模塊

　　濾波器系數存儲模塊和輸入序列緩存模塊相對應，采用雙口RAM模塊實現，共有4個256深度的雙口RAM模塊，如圖3所示。

圖3 濾波器系數存儲模塊實現框圖

　　4個子塊使用相同的輸入數據線，通過系數寫地址的譯碼，生成各子塊的寫使能’wen1～wen4和寫地址h_addr，控制輸入的系數按照順序依次存入到RAM中。系數的讀地址h_addr由控制模塊生成，4個子塊共用一個讀地址，輸出與數據相對應的系數h1～h4到乘累加模塊，進行乘累加運算。

　　2.3 控制模塊

　　控制模塊產生輸入序列緩存模塊的讀寫地址、使能信號以及濾波系數存儲模塊的讀地址、使能信號，并對乘累加運算進行控制。

　　輸入序列需要在緩存模塊中反復移位輸出進行運算，每256個時鐘周期輸入1個數，輸入序列的寫地址必須滯后讀地址一個時鐘周期，才能保證數據的連續、不丟失。這樣新寫入的數據不在固定的位置，就要求讀地址也不是單純的累加關系。以每個RAM塊深度等于4為例研究讀寫地址的關系，如圖4所示。

圖4 每個RAM塊深度為4時讀寫順序

　　可見此時輸入序列的讀地址順序如圖5所示。

圖5 每個RAM塊深度為4時讀地址

　　由此類推可得實際輸入序列緩存模塊的讀地址如圖6所示。

圖6 輸入序列緩存模塊讀地址

　　整個控制模塊的實現如圖7所示。主計數器整體計數，每256個時鐘周期，地址產生模塊就把計數器的計數值整體加1，作為輸人序列的讀地址raddr輸出，實現了圖6所示的地址順序。寫地址waddr由讀地址raddr經延時一個時鐘周期獲得。由于輸入序列是按時間順序輸出的，故濾波系數只要從存儲陣列中也相應地順序輸出就可以了，將主計數器的計數值直接引出作為濾波系數陣列的讀地址h_addr。

圖7 整個控制模塊的實現

　　主計數器的輸出經過譯碼電路后，輸出數據的低速采樣時鐘sa_clk，用來同步輸入序列。還輸出輸入序列的寫使能wren，每256個時鐘周期使能一次，寫一次數據。

　　2.4 乘累加模塊

　　乘累加模塊負責將輸入的數據和系數進行乘累加運算，每256個時鐘周期輸出一個濾波結果。其實現框圖如圖8所示。

圖8 乘累加模塊實現框圖

　　輸入序列緩存模塊輸出的數據y1～y4和濾波器系數存儲陣列輸出的相應系數h1～h4在該模塊進行乘累加運算。每256個時鐘周期，計算完1個采樣點數據的4個部分y1’～y4’，由鎖存器鎖存，經兩級流水線加法器后得到最終濾波結果y，然后將累加器清零，開始準備下個采樣點數據的計算。其中，鎖存器的鎖存時鐘及乘累加器的清零信號都由輸入序列的寫使能wren經過相應的延時處理后得到。

　　3 仿真結果

　　對設計的均衡濾波器進行綜合編譯，編譯報告如圖9所示。

圖9 編譯報告

　　可見該1 024階FIR均衡濾波器在EP1C3系列FPGA內得以實現，僅占用其約70％的邏輯資源和約50％的存儲空間。為了驗證該設計功能，將濾波器系數利用存儲器初始化文件進行初始化，存儲的系數如圖10所示。

圖10 濾波器初始化系數

　　為了直觀驗證，輸入序列x取為δ序列，即x中只有1個數據為1，其它為0。根據濾波器及卷積的相關知識，輸出結果y=x*h=δ*h=h，即為濾波器系數。仿真結果如圖11所示。

圖11 濾波器仿真結果

　　輸入序列x只有1個采樣時鐘周期為數據1，其它全為0，fout為輸出的濾波結果?？梢娊Y果為-1～-16的重復數據，與圖10所示的濾波器系數一致，濾波器工作正常。

　　4 結束語

　　利用EP1C3約70％的邏輯單元及約50％的存儲空間，設計了1024階FIR數字濾波器，并通過重載系數，可實現多種頻率響應的均衡特性，實現了簡易數字均衡濾波器的功能，達到了設計目標。