開關穩壓電源具有集成度高、外圍電路簡單、電源效率高等優點，在各種電子設備中得到廣泛的應用。尤其是在通信系統和控制系統等要求高穩定性、高可靠性電源的設備中，開關穩壓電源已經取代效率較低的線性穩壓器。脈寬調制(Pulse-Width Modulation，PWM)芯片作為開關電源中的核心，其關鍵技術對我國國防和民用電源領域至關重要。這種調制方式的實現方法是由內部震蕩器產生一個頻率恒定的鋸齒波，與誤差放大器輸出的參考電壓比較，輸出方波用于控制調整管。誤差放大器輸出擺幅直接決定了PWM芯片的輸出占空比的最大、最小值，固定的輸出擺幅使得芯片輸出占空比的最大、最小值不可調節，限制了芯片的應用，影響了PWM芯片的性能。
    本文設計的運放是整個PWM控制器的誤差放大器，作為電路中最重要的模塊之一，主要功能是獲得輸入電壓和基準電壓的誤差放大值，作為下一級比較器的輸入。與常見的誤差放大器相比，本文采用二級放大器組成的CMOS運算放大器進行設計，中間加入一級緩沖器電路，克服補償電容的前饋效應，同時消除補償電容引入的零點。該誤差放大器應用在PWM芯片中，隨著其輸出擺幅的調整，PWM芯片最大、最小輸出占空比可以控制，明顯改善了PWM芯片的性能。

1 電路設計
1．1 基本的CMOS二級運放電路
    基本的CMOS二級運放電路如圖1所示?；径夒娐酚善貌糠趾蛢杉壏糯箅娐窐嫵?。VM5、VM6、VM8、VM9構成比例恒流源系統，對電路提供偏置。其中，VM9為等效電阻。第一級放大電路的電流偏置經由VM5管提供，VM1和VM2組成差分輸入對管，VM3和VM4充當其有源負載，并且在無損增益的情況下實現電路的單端輸出轉換。第二級放大電路是個簡單的共源放大電路，VM6提供電流偏置并充當有源負載，放大功能主要由VM7管實現。

    由于場效應管做共源放大器的時候，輸出端電壓與輸入端電壓反相，使得場效應管漏極和柵極之間的電容的充放電電流增大，從輸入端看進去，電容好像增大了Au倍(Au為該級放大電路的增益倍數)，這就是密勒效應。密勒效應會導致電路頻率特性降低，因此，電路引入了密勒補償電容C1，將其跨接到該級放大器的輸出端和輸入端，起到頻率補償的作用。
    該運放結構簡單，易于實現，但是電路性能不夠理想。電路中的補償電容C1在實現頻率補償的同時，也引入了電壓輸出負反饋，過強的負反饋容易引起運放電路的不穩定。

1．2 本設計采用的CMOS二級運放電路
    為了實現頻率補償，并消除負反饋對電路穩定性的影響，本文中采用的二級運放對電路做了改進，中間加入一級緩沖器電路，克服補償電容的前饋效應，同時消除補償電容引入的零點。改進后的CMOS二級運放電路如圖2所示。

    改進后的CMOS二級運放電路仍采用比例電流鏡產生偏置電流，而比例電流鏡系統由VM5、VM6、VM7、VM10、VM11和VM12構成。受到模型參數的影響，為了達到適合的電位，采用VM11和V12兩個PMOS管共同作為等效電阻。電路的兩級放大電路沒有變化，仍是分別由VM5和VM7提供電流偏置。VM1、VM2和VM3、VM4構成帶有源負載的差分輸入級，第一級放大電路。VM7和VM9是個簡單的帶有源負載的共源放大器，第二級放大電路。兩級放大電路之間加入由VM6和VM8組成的緩沖器。其中，VM6管提供電流偏置，而VM8管工作在共漏組態，增益為1，即源極跟隨器。源極跟隨器的存在使得密勒補償電容和輸出端不直接相連，同時實現了輸出端至電容端的電位平移。頻率提高到一定程度時，受到源跟隨器的制約，密勒補償電容無法將信號直接饋送到放大器輸出端，從而克服了密勒補償電容帶來的前饋效應，也消除了零點，改善運放的穩定性。

2 誤差放大器參數設置
    根據本設計的整體電路要求，誤差放大器的性能指標設計目標設定如下：增益>60 dB，帶寬>50 MHz，相位裕度>80°，靜態電流<200 μA。
    1)首先確定工作點。已知電路是由5 V的單直流電源供電，為了使輸出電壓的擺幅盡可能大，則VM7管的直流工作區間應該設置在飽和區，應滿足VG(M7)≥5 V+VTP條件。其中，VG(M7)是VM7的柵極電壓，VTP是PMOS管的開啟電壓，估算值為-1 V，因此VG(M7)設計取值4V。
    2)靜態電流和功耗設計。靜態電流要求在200μA以下，分配到各支路，應滿足以下條件：
   

    3)忽略溝道調制效應，確定MOS管的寬長比。因為要保證MOS管工作在飽和區，所以MOS管電流和管子寬長比有如下關系：
   
    其中，ID是MOS漏電流，up是PMOS的空穴遷移率，Cox是單位面積柵極電容，VGS是MOS管的柵源電壓，VTP是PMOS管的閾值電壓。這些參數中，ID和VGS通過電路仿真測得，up、Cox和VTP的取值一般能在工藝文件中直接查到，也可以在電路里通過仿真、計算得出。以上參數確定后，可計算可得到MOS管的寬長比。
    4)運放增益的計算方法如下：
   
    其中，gm1和gm2分別是第一、第二級放大器的等效跨導，R1和R2分別是第一、第二級放大器的等效輸出電阻，計算公式如下：
   
    上面幾個式子中，uN是NMOS管的電子遷移率，rds是各MOS管的源漏電阻。

3 誤差放大器仿真結果
    在Cadence軟件中搭建模擬仿真驗證平臺，在電源和地線之間接入5 V直流電壓，誤差放大器的正向輸入端接入1．12 V的直流電壓(這個電壓取值在系統中由帶隙基準電壓源產生)，反向輸入端輸入一個直流電位為1．12 V的正弦波。由于放大器的電壓增益較大，如果正弦波的交流幅度較大，會使得輸出出現失真，因此，這里將反相輸入端的正弦波電壓選取1 mV的交流幅度輸入。
    首先要進行直流工作點的驗證。通過dc仿真，觀測電路中的MOS管工作狀態，如果有不在飽和區的管子，需要根據調整MOS管寬長比，直至所有管子的工作區(region)都顯示為“2”。
    直接測試電源電壓端的電流值，即可得到誤差放大器的靜態總電流。測得這個電流值I為173．4μA，由此可計算出誤差放大器的靜態總功耗：
   

    進行瞬態仿真，仿真結果如圖3所示。觀察電路波形，確認模塊實現了電壓的比較和誤差的放大功能。由瞬態仿真波形圖可以看出，輸入差模電壓為1 mV時，輸出電壓最大值可達4．15 V，最小值接近1．52 V，輸出擺幅不小于2．63 V。加大信號，可測得輸出電壓的建立時間：
   
    計算可得上升建立時間和下降建立時間分別為6．7 V／μs和5．7 V／μs。

    對電路進行交流增益仿真，觀察電路增益和單位增益帶寬，結果如圖4所示。
    根據交流仿真結果可知，電路0 dB帶寬達到55.5 MHz，電壓開環增益約67．2 dB，相位裕度為180°-96．97°≈83．0°。
    共模抑制比CMRR是放大器對輸入端共模信號的抑制能力，其計算表達式為
   
    其中Avd表示差模增益，Avc表示共模增益。把運算放大器連接成單位增益負反饋的模式，在運算放大器的同相和反相輸入端加上相同的交流電壓，進行交流仿真，得到的仿真結果如圖5所示，該曲線是1／CMRR，因此可以得到運算放大器的低頻共模抑制比為49．17 dB。

    電源抑制比PSRR是衡量電路對電源噪聲的抑制能力，把運算放大器連接成單位增益負反饋的模式，僅在供電電壓源上增加1 V的交流電壓，測試結果如圖6所示，該曲線是1／PMRR，因此運算放大器的低頻電源抑制比為71．39 dB，各項指標達到預期要求。

4 結論
    為解決PWM控制器中輸出電壓與基準電壓的誤差放大問題，本文設計了一款高增益，寬帶寬，輸出擺幅可以控制的新型誤差放大器。通過在二級放大電路中間增加一級緩沖電路，克服補償電容的前饋效應，同時消除補償電容引入的零點。通過交流仿真驗證，電路0 dB帶寬達到55．5 MHz，電壓開環增益約67．2 dB，相位裕度為83．0°上升建立時間和下降建立時間分別為6．7 V／μs和5．7 V／μs，共模抑制比和電源抑制比分別為49．17 dB和71．39 dB。其突出優點是自頂向下設計，每一個器件的具體參數先通過手工計算再用軟件仿真逐步調整獲得，查找和修改錯誤方便，具有較大的靈活性。該誤差放大器已經成功運用到PWM芯片中，其獨特的結構使得PWM的最大輸出占空比和最小輸出占空比可以控制，大幅提升了芯片系統的整體性能。