IGBT" title="IGBT">IGBT，中文名字為絕緣柵雙極型晶體管，它是由MOSFET（輸入級）和PNP晶體管（輸出級）復合而成的一種器件，既有MOSFET器件驅動功 率小和開關速度快的特點（控制和響應），又有雙極型器件飽和壓降低而容量大的特點（功率級較為耐用），頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常 工作于幾十kHz頻率范圍內。

　　理想等效電路與實際等效電路如圖所示：

　　IGBT 的靜態特性一般用不到，暫時不用考慮，重點考慮動態特性" title="動態特性">動態特性（開關特性）。

　　動態特性的簡易過程可從下面的表格和圖形中獲取：

　　IGBT的開通過程

　　IGBT 在開通過程中，分為幾段時間

　　1.與MOSFET類似的開通過程，也是分為三段的充電時間

　　2.只是在漏源DS電壓下降過程后期，PNP晶體管由放大區至飽和過程中增加了一段延遲時間。

　　在上面的表格中，定義了了：開通時間Ton，上升時間Tr和Tr.i

　　除了這兩個時間以外，還有一個時間為開通延遲時間td.on:td.on=Ton-Tr.i

　　IGBT在關斷過程

　　IGBT在關斷過程中，漏極電流的波形變為兩段。

　　第一段是按照MOS管關斷的特性的

　　第二段是在MOSFET關斷后，PNP晶體管上存儲的電荷難以迅速釋放，造成漏極電流較長的尾部時間。

　　在上面的表格中，定義了了：關斷時間Toff，下降時間Tf和Tf.i

　　除了表格中以外，還定義trv為DS端電壓的上升時間和關斷延遲時間td（off）。

　　漏極電流的下降時間Tf由圖中的t（f1）和t（f2）兩段組成，而總的關斷時間可以稱為toff=td（off）+trv十t（f），td（off）+trv之和又稱為存儲時間。

　　從下面圖中可看出詳細的柵極電流和柵極電壓，CE電流和CE電壓的關系：

　　從另外一張圖中細看MOS管與IGBT管柵極特性可能更有一個清楚的概念：

　　開啟過程

　　關斷過程

　　嘗試去計算IGBT的開啟過程，主要是時間和門電阻的散熱情況。

　　C.GE 柵極-發射極電容

　　C.CE 集電極-發射極電容

　　C.GC 門級-集電極電容（米勒電容）

　　Cies = CGE + CGC 輸入電容

　　Cres = CGC 反向電容

　　Coes = CGC + CCE 輸出電容

　　根據充電的詳細過程，可以下圖所示的過程進行分析

　　對應的電流可簡單用下圖所示：

　　第1階段：柵級電流對電容CGE進行充電，柵射電壓VGE上升到開啟閾值電壓VGE（th）。這個過程電流很大，甚至可以達到幾安培的瞬態電流。在這個階 段，集電極是沒有電流的，極電壓也沒有變化，這段時間也就是死區時間，由于只對GE電容充電，相對來說這是比較容易計算的，由于我們采用電壓源供電，這段 曲線確實是一階指數曲線。

　　第2階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，IGBT的開始開啟的過程了，集電極電流開始增加，達到最大負載電流電流IC，由于存在二極管的反向恢復電流，因此這個過程與MOS管的過程略有不同，同時柵極電壓也達到了米勒平臺電壓。

　　第3階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，這個時候VGE是完全不變的，值得我們注意的是Vce的變化非?？?。

　　第4階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，隨著Vce緩慢變化成穩態電壓，米勒電容也隨著電壓的減小而增大。Vge仍舊維持在米勒平臺上。

　　第5階段：這個時候柵極電流繼續對Cge充電，Vge電壓開始上升，整個IGBT完全打開。

　　我的一個同事在做這個將整個過程等效為一階過程。

　　如果以這個電路作為驅動電路的話：

　　驅動的等效電路可以表示為：

　　利用RC的充放電曲線可得出時間和電阻的功率。

　　這么算的話，就等于用指數曲線，代替了整個上升過程，結果與等效的過程還是有些差距的。

　　不過由于C.GE，C.CE，C.GC是變化的，而且電容兩端的電壓時刻在變化，我們無法完全整理出一條思路來。

　　很多供應商都是推薦使用Qg來做運算，計算方法也可以整理出來，唯一的變化在于Qg是在一定條件下測定的，我們并不知道這種做法的容差是多少。

　　我覺得這種做法的最大的問題是把整個Tsw全部作為充放電的時間，對此還是略有些疑惑的。

　　說說我個人的看法，對這個問題，定量的去計算得到整個時間非常困難，其實就是仿真也是通過數字建模之后進行實時計算的結果，這個模型與實際的條件進行對比也可能有很大的差距。

　　因此如果有人要核算整個柵極控制時序和時間，利用電容充電的辦法大致給出一個很粗略的結果是可以的，如果要精確的，算不出來。

　　對于門級電阻來說，每次開關都屬于瞬態功耗，可以使用以前介紹過的電阻的瞬態功率進行驗算吧。

　　電阻抗脈沖能力

　　我們選電阻的大小是為了提供足夠的電流，也是為了足夠自身散熱情況。

　　前級的三極管，這個三極管的速度要非?？欤駝t如果進入飽和的時間不夠短，在充電的時候將可能有鉗制作用，因此我對于這個電路的看法是一定要做測試。空載的和帶負載的，可能情況有很大的差異。

　　柵極驅動的改進歷程和辦法（針對米勒平臺關斷特性）

　　前面都講了一些計算的東西，這次總結一些設計法則。

　　柵極電阻：其目的是改善控制脈沖上升沿和下降沿的斜率，并且防止寄生電感與電容振蕩，限制IGBT集電極電壓的尖脈沖值。

　　柵極電阻值小——充放電較快，能減小開關時間和開關損耗，增強工作的耐固性，避免帶來因dv/dt的誤導通。缺點是電路中存在雜散電感在IGBT上產生大的電壓尖峰，使得柵極承受噪聲能力小，易產生寄生振蕩。

　　柵極電阻值大——充放電較慢，開關時間和開關損耗增大。

　　一般的：開通電壓15V±10%的正柵極電壓，可產生完全飽和，而且開關損耗最小，當《12V時通態損耗加大，》20V時難以實現過流及短路保護。關斷偏壓-5到-15V目的是出現噪聲仍可有效關斷，并可減小關斷損耗最佳值約為-8～10V。

　　柵極參數對電路的影響

　　IGBT內部的續流二極管的開關特性也受柵極電阻的影響，并也會限制我們選取柵極阻抗的最小值。IGBT的導通開關速度實質上只能與所用續流二極管反向恢 復特性相兼容的水平。柵極電阻的減小不僅增大了IGBT的過電壓應力，而且由于IGBT模塊中di/dt的增大，也增大了續流二極管的過壓極限。

　　柵極電阻與關斷變化圖

　　柵極驅動的印刷電路板布線需要非常注意，核心問題是降低寄生電感，對防止潛在的振蕩，柵極電壓上升速率，噪音損耗的降低，降低柵極電壓的需求或減小柵極保護電路的效率有較大的影響。

　　措施

　　因此將驅動至柵極的引線加粗，將之間的寄生電感減至最低。控制板與柵極驅動電路需要防止功率電路和控制電路之間的電感耦合。

　　當控制板和IGBT控制端子不能直接連接時，考慮用雙股絞線（2轉/CM小于3CM長）或帶狀線，同軸線進行連接。

　　柵極保護

　　為了保險起見，可采用TVS等柵極箝位保護電路，考慮放置于靠近IGBT模塊的柵極和發射極控制端子附近。IGBT基礎與運用-2 中英飛凌的電路比較典型。

　　耦合干擾" title="耦合干擾">耦合干擾與噪聲

　　IGBT的開關會使用相互電位改變，PCB板的連線之間彼此不宜太近，過高的dv/dt會由寄生電容產生耦合噪聲。要減少器件之間的寄生電容，避免產生耦合噪聲。

　　由于IGBT等功率器件" title="功率器件">功率器件都存在一定的結電容，所以會造成器件導通關斷的延遲現象。雖然我們盡量考慮去降低該影響（提高控制極驅動電壓電流，設置結電容釋放 回路等）。但是為了防止關斷延遲效應造成上下橋臂直通，因為一個橋臂未完全關斷，而另一橋臂又處于導通狀態，直通炸模塊后后果非常嚴重（最好的結果是過 熱）。

　　死區時間（空載時間）設置

　　在控制中，人為加入上下橋臂同時關斷時間，以保證驅動的安全性。死區時間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。死區時間小，輸出波形要好一些，只是會降低可靠性，一般為us級，典型數值在3us以上。

　　在汽車電子應用中，特別要注意環境溫度對toff的影響很大，使得toff延長，并且柵極電阻的加入也是的關斷時間受一定的影響，因此需要進行調整。

　　IGBT柵極引起的問題列表（紅色部分圈注的）：