1 引言
高頻開關技術的發展，使工頻變壓器從許多領域中退了出來，但是在需要隔離的不間斷電源、數碼線性功率放大器、要求輸出低頻正弦波的DC/AC變換器等許多領域中，為了隔離或變換電壓的需要，不得不保留了低頻變壓器。為了克服低頻變壓器笨重、體積大等缺點，隨著高頻開關技術的不斷成熟，使去掉低頻變壓器成為可能。圖1所示為一種比較典型的電路結構[1][2]。
圖1典型高頻逆變電路結構
由圖1可知，該電路結構中兩次使用了逆變器，一次是為了獲得高頻，以便利用高頻變壓器進行變壓和隔離，第二次是為了獲得工頻正弦交流電壓。由于多用了一級功率逆變器，因此增加了功率損耗。本文提出了一種新型的用高頻變壓器傳遞低頻功率的方法，可以直接利用高頻變壓器同時完成變壓、隔離、傳遞功率的任務，不需要增加一級功率逆變器。從而簡化了結構，減小了體積和重量，提高了效率，為實現電力電子設備的高頻、高效、高功率密度創造了條件。該電路結構如圖2所示。
圖2 帶逐個脈沖磁復位的逆變器電路結構
2 電路工作原理
2.1 系統組成
如圖3所示，該系統由雙組合式單端反激變換器、雙向高頻整流器、高頻濾波和控制部分組成。雙組合式單端反激變換器實質上是共用一個變壓器磁芯和副邊的兩個單端反激變換器，在控制信號vc的正負半周分別受vg1、vg2的控制進行斬波運行，完成變壓、隔離、傳遞功率的任務。雙向高頻整流器用兩個場效應管代替一般的反激變換器中副邊的二極管。兩個場效應管分別受vg3、vg4的控制在低頻信號的正負半周分時導通，并相互與對方體內的寄生二極管構成通路實現雙向高頻整流。雙向高頻整流后得到一列雙向脈沖，該列脈沖的包絡線與控制信號vc波形相似，頻率相同，幅度不同，經高頻濾波后，得到與vc同頻率的輸出電壓?？刂撇糠之a生與低頻控制信號vc同頻率的，相位互差（Tc為vc波形的周期）的雙列單極性SPWM高頻脈沖vg1、vg2和雙列低頻開關脈沖vg3、vg4，分別控制雙組合式單端反激變換器和雙向高頻整流器，并通過輸出電壓實時反饋方式，改變SPWM高頻脈沖列的調幅深度ma來實現變換器對輸出電壓的調節。
圖3 系統組成框圖
2.2 控制部分工作原理
控制原理框圖及各點電壓波形如圖4所示。vc為待傳遞放大的低頻調制信號（如50Hz正弦波信號），vt為單極性等腰三角形高頻載波信號（如20kHz高頻三角波）。為實現vg1～vg4各點波形，采用以下控制策略。
圖4 控制原理框圖及各點電壓波形圖
1）把低頻調制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1；
2）把低頻調制信號vc經過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關脈沖信號vg3；
3）把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調制信號－vc，再用－vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2；
4）把調制信號－vc經過零比較器比較，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關脈沖信號vg4。
2.3 主電路拓撲
圖5所示為傳統的帶復位繞組的單端反激變換器，復位繞組N2的匝數等于繞組N1的匝數。當開關管V導通時，D3反向阻斷，變壓器儲能。在V關斷時，D3導通，變壓器的儲能向負載Zl及濾波電容Cf輸出；D2導通，N2作為復位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U。
圖5 帶復位繞組的單端反激變換器
圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓撲結構。N1、V1、N3組成一單端反激變換器，它與由N2、V2、N3組成的另一單端反激變換器構成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號周期的正負半周受vg1、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導通。V3、V4組成雙向高頻整流器，在控制信號周期的正負半周分時導通，并相互與對方體內寄生的并聯二極管構成整流電路。
圖6 新型DC/AC功率傳輸電路拓撲
電路處于低頻AC正半周時（vg1～vg4信號波形參見圖4），vg2=0，V2處于關斷狀態，vg3為高電平，V3處于導通狀態。在高頻脈沖周期內，當vg1高電平加到V1門極上時，其等效電路如圖7(a)所示。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導通，電源U、繞組N1和功率開關管V1形成回路。而在變換器副邊，繞組N3的極性為上負下正。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關斷，其體內寄生二極管反向關斷。副邊沒有形成電流回路，無電流流過。變壓器處于能量儲存階段。因此，電流i1=t線性增加，直至I1p=ton，變壓器磁芯儲能也增至（其中L1為繞組N1的電感量）。
圖7 等效電路圖
當V1隨vg1=0而關斷時，其等效電路如圖7(b)所示。變壓器原邊，由于V1關斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端，由于N1的匝數等于N2的匝數，當UN2=U時，V2的體內寄生二極管D2導通,箝位V1上的Uds為2U。N2此時作為復位繞組與D2構成通路，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中；變壓器副邊，繞組N3此時的電壓極性為上正下負，N3、V3、Cf、Zl和V4的體內寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔高頻整流任務，得到一高頻直流脈沖，經Cf濾波后，向負載Zl輸出低頻電功率，完成該單個脈沖內變換器的能量傳遞。
由SPWM調制原理可知，當頻率調制比mf=足夠大時，可忽略系統相移，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相。
2.4 磁復位技術的要求
在高頻變壓器原邊，當V1或V2接收SPWM脈沖列導通時，由于調制的頻率很低，遠遠小于高頻載波的頻率，在低頻調制信號的正半周或負半周內，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級進地逐漸增加，最終導致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化，導致很大的磁化電流而使電路無法正常工作。本文提出逐個脈沖磁復位技術，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復到零，從而避免磁芯飽和。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示（以控制信號為低頻AC為例）。圖中控制信號電壓（調制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率，也為調制頻率；Vsin為控制信號電壓的峰值），vt為等腰三角形載波電壓，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs，周期為=Ts。則幅度調制比ma=，頻率調制比mf=。
當fsf1、mf為偶數，且vc與vt起始相位相等時，vt、vc的波形有如圖8所示的關系，以下就這種情況進行討論。
圖8 三角形法生成SPWM波
從時間tn－1到tn是vt的第n個載波周期
tn－1=(n－1)Ts
tn=nTs其頂點=(n－)Ts
故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(n－1)Ts
vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]當(n－)Ts
vt2=－2Vtrifs(t－nTs)
設vt1、vt2與vc的交點分別在t=t1和t=t2，則
Vsinsinω1t1=2Vtrifs[t1－(n－1)Ts]（1）
Vsinsinω1t2=－2Vtrifs[t2－nTs]（2）
由式（1）、式（2）可以得到Doff=1－masin（3）Don=masin（4）
式中：Doff=為斷開占空比，toff=t2－t1為斷開時間；Don=為接通占空比。
式（4）表明，在幅度調制比ma保持恒定時，SPWM高頻脈沖的占空比Don以基波頻率（調制頻率）且無相位差地按正弦規律變化。欲使磁芯復位，由變壓器磁芯的伏秒平衡規律要求有（忽略管壓降）[3]
VccDonvoDoff(5)
式中：Vcc為加在變壓器原邊繞組上的輸入直流電壓；
vo為變壓器副邊輸出電壓。
以式（3）、式（4）及vo=Vosinω1t代入式（5）得
ma(6)由式（4）知，當sin=1時，該脈沖具有此SPWM脈沖列中最大的占空比Don，若此時Doff滿足磁復位要求，則該列SPWM脈沖均滿足逐個脈沖磁復位要求。因此，由式(6)知當ma=(7)時變壓器磁芯就可實現逐個脈沖磁復位。
3 試驗及仿真結果
為驗證本電路原理，作了以下仿真和試驗：輸入直流電壓36V；輸出交流電壓為24V；變壓器變比為1:1；低頻信號為50Hz正弦波；載波信號15kHz三角波；幅度調制比ma=0.5；功率開關管采用IRF460；開關頻率15kHz；輸出端高頻濾波電容Cf=5μF；負載Zl=200Ω。
圖9、圖10為PSPICE仿真結果。
此時電路最大占空比為0.5，當V1關斷，V2體內的二極管D2開通，與N2形成通路，有電流Id(V2)，完成漏感儲能的回饋，并鉗位Vds(V1)至2U。在低頻正半周單個高電平脈沖加在開關管V1上時，其電流Id(V1)從零電流開始上升，且波形平滑，說明變壓器磁芯磁通已回復到零，且激磁電流未達到飽和電流。
圖9 V1、V2功率管上電壓波形
圖10 V1、V2功率管上電流波形
按照與仿真相同的參數作實驗有圖11所示輸出電壓波形。
圖11 實驗輸出電壓波形
4 結語
提出了一種新穎的DC/AC功率傳輸電路拓撲，介紹了它的工作原理，并對高頻變壓器實現逐個脈沖磁復位的要求進行了數學證明。試驗和仿真結果證明這種電路拓撲能較好地完成對低頻功率的傳遞、放大，具有結構簡單、體積小、重量輕等優點，可廣泛應用于UPS、航空電源、正弦波逆變器、數碼線性功率放大器等工程技術領域。
