寬帶放大器，即上限工作頻率與下限工作頻率之比遠大于1的放大電路，在通信系統中起到非常重要的作用，廣泛應用于A／D轉換器、D／A轉換器、有源濾波器、波形發生器、視頻放大器等電路。本文介紹的低噪聲寬帶放大器，主要特點是采用+5 V單電源供電。在實際應用中，提供5 V電池供電即可工作，使用上帶來了很大的便利。對使用高電壓及大電流運算放大器的特定應用而言，采用單電源供電將使其切實獲益。此外，在該寬帶放大器的設計上，還特別注意了噪聲的影響，尤其在電源模塊上減小輸出噪聲，使整個系統工作穩定。為此，設計了一個+5 V供電的低噪聲寬帶放大器，將有很好的應用前景。

1 系統總體設計方案及實現方框圖
    本系統由前級放大、電壓轉換、功率放大和峰值檢波4部分組成，整體實現框圖如圖1所示。輸入端通過分壓網絡將信號源輸出信號變為峰峰值30 mV小信號?？紤]到多級放大會引入更大的噪聲，系統只采用兩級放大。前級放大采用OPA820，并采用反相輸入法以提高通頻帶，可將小信號放大12倍。末級放大用高速運放THS3091實現，可使頻帶在20 Hz～10 MHz的前提下，總增益達140倍。TPS61087電源模塊將5 V電壓轉化為18 V給末級THS3091功率放大模塊供電。峰峰值的測量由程序實現，并通過液晶顯示。

2 理論分析與計算
2．1 增益帶寬積
    增益帶寬積(GBP)為電壓增益G與通頻帶BW的乘積，GBP=GxBW。對于電壓反饋型運放，由放大電路頻率特性分析可知，無反饋和電壓反饋時電壓放大倍數分別為：
   
    其中F為反饋系數，Avm為通帶內電壓增益fh為無反饋時運放截止頻率。比較兩式可知，存在電壓反饋時，運放通帶增益、通頻帶分別為：
   
    可見，引入電壓負反饋后GBP=Avm·fh，增益帶寬積仍為一常數。選擇電壓反饋型運放時根據該級增益來確定增益帶寬積，保證該級運放不限制級連系統的帶寬。系統選用的OPA820增益帶寬積為480 MHz，在系統中該運放增益設為12，則可計算得，BW=40 MHz>>10 MHz，足以滿足設計要求。
    對于電流反饋型運放，根據反饋理論可知，，且R0< 2．2 放大器穩定性分析
    當放大器工作在高頻區或低頻區時，電路的電抗元件和有源器件的電抗效應將會產生附加相移。如果放大器為多極點反饋系統，在某一頻率上產生的附加相移可能達到180°，這時雖在中頻區引入的是負反饋，但在高頻區或低頻區將變為正反饋。當正反饋信號增強到一定值時，就會產生自激。經分析知，多極點反饋放大器閉環增益。其中A(jω)為無反饋時的增益函數，B(jω)為反饋系數。若在某一頻率ωosc上，滿足環路增益T(jωosc)，閉環增益函數Af(jωosc)趨于無窮大。說明輸入信號為零時，仍有某一頻率信號輸出，出現自激。如果當φT(ω)=±π時，T(ω)<1，放大電路就不會自激。若放大器施加阻性反饋，B為實數，|T(jω)|=1可表示為20lgA(ωc)=20lg(1／B)。當在實際中，要保證反饋放大器穩定工作．須使相位裕量γ>45°。
    在設計放大器時，要留一定的相位裕量。若電路產生自激，在電路適當地方加入補償網絡，改變電路原有頻率特性，破壞其自激條件。
2．3 單電源供電放大器工作狀態分析
    大多數集成運算放大器電路采用正、負對稱的雙電源供電，本系統采用5 V單電源供電，在只有一組電源的情況下，集成運算放大器也能正常工作。圖2所示為兩種采用單電源供電的供電電路。

    采用單電源對集成運算放大器供電的常用方法是，把集成運算放大器兩輸入端電位抬高(且通常抬高至電源電壓的一半，即VCC／2)，抬高后的這個電位就相當于雙電源供電時的“地”電位，因此在靜態工作時，輸出端的電位也將等于兩輸入端的靜態電位，即VCC／2。圖2(a)為反相接法，其中滑動變阻器和R1和R3為運放提供VCC／2的直流偏置電壓，電容C1和C2為交流地，電阻R2和R3提供交流增益G=R2／R1。圖2(b)為同相接法，其中C1和C2為隔直電容，VCC配合電阻R1、R2和電位器分壓為電路提供直流電壓偏置。C為交流地，R1和R2提供交流增益G=R2／R1+1。
2．4 雙值數值峰值檢波的實現及理論分析
    待測信號頻率范圍為10 Hz～15 MHz，由采樣定律，采樣頻率要大于兩倍的最高頻率，那樣采樣頻率要達到30 MHz以上，但MSP430單片機無法做到這么高的采樣頻率?？紤]到峰值檢波不同于測頻，只需要采到周期信號中的峰值即可，因此可以用欠采樣的方法，即使用較低的采樣率去采樣高頻信號，只要保證采到足夠多不同幅度的點，就可保證得到逼近峰值的電壓。但是當待測信號頻率為采樣頻率整數倍時，只能采到周期信號中的固定幅度，即單頻率采樣時有采樣盲區。所以采取用兩個相隔很小的頻率來采樣，當其中一個頻率采到盲區時，另一個可以正常采樣，這樣可以消除盲區。本方案采用的兩個采樣頻率分別為f1=32．786 kHz和f2=32．768 kHz，由分析知等效采樣率f=(f1xf2)／(f1-f2)≈60 MHz，足以滿足題目要求。

3 主要功能電路設計
3．1 前級放大電路設計
    采用高速運算放大器OPA820ID作為第一級放大電路。OPA820ID是一款單位增益穩定、低噪聲、電壓反饋型放大器。增益G=±2時帶寬240 MHz。雖然它不是軌對軌(RR)輸出，但比典型RR輸出運算放大器有著更低的功耗及噪聲。采用反向放大的接法，具體電路如理論分析部分圖2(a)所示，其中Rl=100Ω，R2=510Ω，R3=51Ω，電位器R量程1 kΩ。
3．2 電源模塊
    由于采用單電源+5 V供電．而THS3091的供電電壓需要+15 V，因此采用TPS61087實現電壓轉換。TPS061087是一款高頻率、高效率的升壓DC—DC轉換器，其輸出電壓Vs與電阻R1、R2的關系滿足Vs=1．238×(R1／R2+1)。由于后級THS3091的供電電壓越高可使噪聲越小、精度越高，因此取饋電阻R1=240 kΩ，R2=18 kΩ，將末級放大的供電電壓提升到18 V，以滿足放大及低噪聲的需要。具體電路如圖3所示。

    電源輸入輸出噪聲是關鍵問題，若噪聲過大會使整個系統的波形雜亂甚至失真。為此在輸入、輸出端加入共模扼流圈及π型網絡以減小噪聲。此外，如果電阻取值不當或電路焊接不好會使TPS61087無法穩壓，即無法帶動負載。因此在電路的焊接上很注意，嚴格按照芯片資料上的PCB圖焊接。
3．3 A／D采樣模塊
    ADS803是12位并口高速流水型模數轉換器，采樣率為5Ms／s。輸入電壓范圍為0～+2V，0～+5V，內置寬帶采樣保持器，電壓基準源，具有很高的SNR和SFDR。CM輸出25 V電壓提供給VREF，SEL接地，使輸入范圍為0～+5 V。由于輸出數據線上存在尖峰干擾脈沖，故在輸出端串聯一個100 Ω的小電阻，以降低信號上下沿的跳變速度。同時，在時鐘輸入端與地間接入1個容量為100 pF的小電容，以吸收尖峰干擾脈沖。電路連接應注意數字地與模擬地的連接。電路圖如圖4所示。

3．4 末級功率放大電路設計
    采用THS3091ID做末級放大電路，THS3091是一款高輸出，低失真，電流反饋型放大器。當負載為100Ω，增益為2時，帶寬為210 MHz。為了達到增益要求，用3片THS3091ID并聯放大，具體電路如圖5所示。

4 系統軟件設計
    系統軟件設計部分基于MSP430F449單片機處理平臺，主要完成數字峰值檢測功能。通過定時器A和定時器B產生兩種采樣頻率交替采樣，得到最大值和最小值，其差值為峰峰值。流程圖如圖6所示。

5 測試方案與測試結果
    1)最大增益測試  用Agilent信號源給出峰峰值500 mV的正弦掃頻信號，經準確的分壓電路后峰峰值為30 mV。用示波器讀取輸出信號在整個掃頻范圍內的電壓峰峰值為4．23 V，最大增益43 dB。
    2)噪聲測試  將輸入端接地，用示波器讀取輸出端噪聲電壓，測得最大峰峰值為200 mV。
    3)通頻帶測試  在信號經分壓網絡后峰峰值30 mV的情況下，改變輸入信號頻率，測得輸出信號峰峰值在10 Hz和15 MHz處衰減為-3 dB。在20 Hz～10 MHz的頻率范圍內保持最大增益43 dB，且增益起伏小于1 dB。
    4)峰值檢波測試  在通頻帶范圍內改變輸入信號頻率，分別用示波器讀輸出信號峰峰值，與MSP430系統板上液晶顯示的數據相比較，算得測量相對誤差小于5％。

6 結束語
    本系統在單電源供電的前提下，較好地完成了低噪聲寬帶放大的功能。其中最大增益43dB，通頻帶10Hz～15MHz，噪聲小于200mV。測量放大器輸出電壓的峰峰值的相對誤差小于5％。
    系統誤差來源于DC—DC芯片對電源的影響，THS3091在大電流下溫度變化引起的系統工作不穩定，以及A／D采樣的量化誤差。為此，系統采取了一系列抗干擾措施抑制自激和減小噪聲，輸入級和功率輸出級采用隔離供電，電源部分輸入和輸出端都采取了一些濾波措施，以減小它對前后級電路的影響。系統后級電路工作電流較大，容易發熱，采用風扇散熱的方法來減小溫度變化對系統工作的影響。