摘 要： 電流檢測是采用電流模式PWM控制方案的DC-DC變換器中最重要的技術之一。分析了目前電流檢測電路的優點和不足，基于TSMC0.18 μm工藝，設計了一款高精度的電流檢測電路，該電路不需要運算放大器，從而簡化了電路結構，降低了設計的復雜度，而且有很好的線性度，其采樣率不會隨著溫度和輸入電壓的改變而改變,實現了高精度的檢測。
關鍵詞： 電流檢測；電流模式；Buck；DC-DC變換器；電源管理
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隨著電子技術的高速發展，電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，它們對電源的要求也越來越高。電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發展方向。單片集成的高效、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛應用，它可以大幅度提高電源的利用效率，延長電池的使用壽命,同時大幅度縮小變壓器的體積和重量， 這樣就大大縮小了整個系統的體積和重量。
電流模式控制的DC-DC變換器具有動態反應快、補償電路簡單、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優點，因而獲得越來越廣泛的應用。而在電流模式的控制電路中，需要準確、高效地測量功率管和電感的電流，電流檢測電路不僅起到過流保護作用[1]，而且需要通過將電流檢測的結果加上斜坡補償信號與電壓環路的輸出做比較，以實現脈寬調制（PWM）[2]，故電流檢測電路的實現就成為一個至關重要的問題，如圖1所示。
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根據電流模式開關電源系統的要求，本文設計了一種用于Buck型DC-DC變換器的高精度的電流檢測電路，電路沒有采用運算放大器，而是使用共源共柵結構的電流鏡，有效降低了電源電壓、偏置電流和溫度等的影響,可以即時跟蹤檢測流過功率管的電流,通過反饋回路進行整個電路的調整，提高了電流檢測精度，同時具有良好的電源抑制特性，使電路結構更加簡單，易于應用。
1 目前電流檢測方法
目前比較常用的電流檢測方法有串聯電阻檢測、功率管RDS檢測和并聯電流鏡檢測。
串聯電阻檢測是將一個小電阻與功率管串聯，電流流過小電阻就會產生一個壓降，再通過運算放大器放大這個微小壓降，就可以檢測功率管的電流。這種方法的檢測精度較高，采樣速度快，但會引入額外的功率損耗，因此采樣電阻不能太大，適合用于較小電流的檢測，是業界應用最為廣泛的一種方法。
功率管RDS檢測是將工作在線性區的功率管等效為一個電阻，通過直接檢測功率管上的壓降來反映電流的變化。這種方法沒有額外的功率損耗，最主要的缺點是檢測精度較差，由于等效電阻RDS=L/WμCox(VGS-VT)，溫度的變化會導致μCox和VT的變化，因此功率管的RDS就會產生非線性的變化，最大誤差范圍可達-50%～+100％[3]。
并聯電流鏡檢測是在功率管旁并聯一個檢測管，若功率管與檢測管的寬長比為N（通常N>1 000），這樣流過檢測管的電流就為功率管電流的1/N。這種方法一般需要一個運算放大器以使檢測管和功率管構成的電流鏡達到更好的匹配，電路結構通常比較復雜，帶寬較低[4]，且檢測精度會隨N的增大而降低。
2 電流檢測電路設計
傳統的串聯電阻檢測方法通常需要一個運算放大器放大電阻上的壓降，本文提出的電流檢測電路不需要運算放大器，電路結構如圖2所示。
圖2中功率管MN、功率管MP、電感L、電容C以及負載Rload構成了Buck電路，VN和VP分別是功率管MN和MP的驅動信號。M1～M13、電阻RSENSE、電阻R1～R4構成了電流檢測電路，Ibias為電路的偏置電流，通常采用微安級，本設計中為1 μA。由于電感在充電時，電感電流線性上升，這一階段包含了輸入電壓的信息，所以一般情況下，檢測電感電流只需要檢測電感電流的上升階段[5]，而這一階段對應功率管MP導通，MN關斷，即流過功率管MP的電流就是電感電流的上升階段，因此檢測電阻與功率管MP串聯，而不是與電感串聯，這種方法的另一個優點是降低了檢測電阻所引入的額外功率損耗。
圖2所示電路中，電阻R1和R2的阻值相等，M5、M7與M9、M10是共源共柵的電流鏡結構，M6、M8與M9、M10也是共源共柵的電流鏡結構，通過鏡像偏置電流，M5、M7和M6、M8兩條支路流過相同的電流，均為偏置電流Ibias，這樣流過M1、M3和M2、M4的電流也相同，又由于M1、M3和M2、M4是共源共柵的電流鏡結構，要使流過M1和M2的電流相同，則M1和M2的源極電壓必須相同，即VGS1=VGS2。電路采用共源共柵結構主要是為了改善由溝道調制效應而引起的不匹配，從而減小電流檢測的誤差。
根據KVL定律可以得到：
? 式中，IL為功率管電流，檢測電阻RSENSE阻值很小，以減小其所引入的額外功率損耗，通常為幾十毫歐，電阻R1和R2的阻值很大，為千歐級，同時Ibias為1 μA，所以式(2)中最后一項引起的誤差非常小，可以忽略不計，因此，檢測電流ISENSE與功率管電流IL的關系為：
可見，檢測電流ISENSE與功率管電流IL為線性關系，其比值為RSENSE/R1，可以通過設置電阻RSENSE和R1、R2的阻值來調節檢測電流的大小。電阻R3、R4以及M12、M13構成電流鏡，鏡像檢測電流ISENSE到輸出。
本文設計的電流檢測電路相對于傳統的電阻檢測方法原理簡單且精度較高。電路中電阻RSENSE、R1、R2選用同種電阻，其溫度系數相同，就可以消除RSENSE/R1的值隨溫度的變化而變化，得到較好的溫度特性，使檢測電流ISENSE不隨溫度的變化而變化。
3 仿真結果及討論
????本文設計的電流檢測電路，其輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V，基于TSMC0.18 μm工藝實現，并用Hspice進行仿真驗證，設置偏置電流為1μA，功率管工作頻率為500 kHz，輸入電壓為典型值3 V，電感電流從0 A變化到1 A，在-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃下，電路瞬態仿真結果如圖3所示。
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圖3中，上圖為功率管電流IL，下圖為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，可見在不同溫度下(-40 ℃、0 ℃、
+25 ℃和+85 ℃），檢測電流ISENSE基本重合為一條線，不隨溫度的變化而變化，正如前面所分析的，該電流檢測電路具有很好的溫度特性。
同樣條件下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的關系如圖4所示。圖中，橫坐標為功率管電流IL，縱坐標為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，不同溫度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃），電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL均線性變化，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨溫度的變化較小，也說明電路具有較好的溫度特性。
表1中的數據是在不同溫度下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率。比率在+85 ℃時達到最大和最小，分別為電感電流為100 mA時的11.1118e-6和電感電流為1 A時的11.0396e-6，兩者之間相差7.22e-8，比率的理論值為11.0804e-6，差值僅占理論值的0.65%，因此比率ISENSE/IL基本不隨溫度而改變，可以達到較高的檢測精度。這組數據還說明比率ISENSE/IL隨溫度的增加而微小增大，隨功率管電流的增大而略微減小。
另外，電路具有較好的電源抑制特性，不同輸入電壓下，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨輸入電壓的升高而略微減小，兩者仍呈良好的線性關系。
電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率為RSENSE/R1，可通過設置電阻RSENSE和R1、R2的阻值來調整比率。該電流檢測電路采用TSMC0.18 μm工藝實現，Hspice仿真結果表明，電路可工作的輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V，功率管工作頻率為500 kHz，可在不同溫度下（-40 ℃、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃）精確檢測功率管電流從0 A～1 A的變化，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL線性變化，驗證了理論分析，證明了該電路的可行性。
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參考文獻
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