摘 要： 探討了內建高壓啟動電路、待機時的極端脈沖降頻模式（Deep Burst Mode）、極低的操作電流以及高壓組件泄放X電容(Ax-CAPTM)等創新技術，藉以節省泄放電阻的功耗。該電源設計方案具有低成本、省電和高效率的特點。
關鍵詞： 待機損耗；反激式轉換器；能源之星
美國能源之星(ENERGY STAR)從2009年1月起針對無載的電源消耗訂定了嚴格的規范。然而以能源之星的標準來約束產品并不能讓客戶滿意。因為蘋果、惠普和戴爾等世界性大企業為響應環保議題，積極提出更嚴苛的規范，所以飛兆半導體將無載損耗門檻提高至30 mW。
以圖1所示的典型返馳式轉換器為例分析電源轉換器在無載下的損失。無載情況下，電源轉換器的主要損耗(不含變壓器損耗)包括了切換損(Switching Loss)以及由控制電路組件所造成的損耗。這些主要的無載或極輕載損耗可按圖1所示劃分為A、B、C三個區域進行討論，并應用飛兆半導體的創新技術來降低無載或待機功耗。
A區域損耗改善
A區域包含消除電磁干擾的X電容器與并聯在旁的安規泄放電阻。組件的選用必須符合安規等式(1)的要求，其中安規規定放電時間須小于1 s；并聯接線方式中安規電阻上會有基本的功耗且與輸入電源的平方成正比，這個功耗由式(2)計算可得。例如當輸入電源為264 V且泄放電阻為2 MΩ時，A區域的損耗將達到35 mW，損耗量非?？捎^。
FAN6756器件采用創新的高壓組件對 X電容放電技術(Ax-CAPTM)，應用這一控制器的系統將無需使用泄放電阻即可通過安規認證。
圖2中，無載或極輕載情況下拔去輸入電源插頭時，交流電壓(VAC)會保持在一個近似水平的電壓跨在X電容器兩端，FAN6756通過HV腳的取樣邏輯去得知VAC的電壓變化，這個邏輯電路內部設置有一個比較電壓(VThreshold)以檢測VAC電壓值是否始終低于這個比較電壓(VThreshold)并且持續一個固定的判斷時間內，如果確認此時為拔插頭的狀況， FAN6756將關閉Gate信號將VDD的電容放電至VDD_OFF，并觸發 UVLO的保護，高壓組件將再次重新啟動。通過啟動電流來達到對X電容放電的目的，這一功能只在無載或極輕載條件下有效，而取樣邏輯的判斷時間約為40 ms。
從圖3可得知HV腳功能包括高壓啟動、輸入電壓取樣電路和X電容放電機制。M1開關是連接高壓和VDD之間的橋梁，由UVLO控制。M1開關和R2路徑用來實現高壓啟動功能， M3開關通過一個頻率信號控制來進行輸入電壓取樣控制，R2和R1分壓成一個電壓位準(VINAC)到比較器的反相輸入端；VINAC是用來偵測輸入電源的峰值；VREF是用來作為放電判斷之參考電壓。假如VINAC總是高于 VREF，M2開關將被打開，VDD電位將被放電到VDD_OFF，使得UVLO保護觸發，UVLO保護將打開 M1開關并關閉M2開關，HV腳將從X電容汲取所需之啟動電流對VDD的電容重新充電，從而實現放電功能。
B區域損耗改善
B區域損耗改善致力的目標是降低功率晶體管和IC的功耗。功率晶體管主要功耗因子有VDD電壓、Burst的時間長短和切換頻率(FSW)，如式(3)所示。在一般操作模式中(非保護模式)，FAN6756使用創新技術產生極低的UVLO電壓(約為6.5 V)，輔助繞組電壓設定將可大幅降低；其次降低在無載或極輕載時的工作頻率與脈沖頻率(fBurst)使FAN6756進入極端脈沖降頻模式(Deep burst mode)，一方面可以拉開門極(GATE)與門極(GATE)之間的距離進而降低切換損失，另一方面在門極(GATE)無輸出的情況下讓IC的操作電流(IOP_Gate-off)降低以降低，如式(4)所示的IC靜態損失。圖4為于高壓無載下的實際量測波形，輔助繞組電壓平均值大約為12 V而門極(GATE)與門極(GATE)之間的距離大約為1.12 s。此種方法可以降低B區域中功率晶體管和PWM IC的功耗。圖5定義出式(3)與式(4)中的相關參數。
C區域損耗改善
FAN6756的回授電壓腳(FB)通過TL431與光耦合器獲得次級端的輸出電壓信息，以此信號決定閘極的責任周期。如圖6所示，流經光耦合二極管的順向偏壓電流(IF)經過電流轉換比(CTR)后將能夠控制初級端的回授電流(IC)。
在無負載條件下反饋電流(IC)將呈現最大值，因為此情況下會有最高的輸出電壓，進而在次級端引起最大的順向偏置電流，如果想減少反饋環路(C區)的無載功率損耗，勢必需從PWM IC本身來消減此功耗。
圖7所示為光耦合器(PC-817)的電壓-電流曲線，如果可以把反饋電流(IC)降至0.5 mA或更低，則光耦合器(PC-817)被迫工作在非線性區域，甚至進入“死區”。依上述原理,FAN6756 在無載情況下通過飛兆半導體的專利技術降低反饋電流(IC)的大小使光耦合器幾乎工作于非線性區，進而降低反饋環路的功耗。
無載情況下，FAN6756 切換其內部的回授阻抗(ZFB)，欲縮小反饋電流(IC)勢必要將回授阻抗(ZFB)切換到大阻抗值，使光耦合器(PC-817)進入到非線性區，此方法亦可遲緩電壓反饋響應，進而增加門極脈沖時間(tBurst)；間接降低B區域的功率晶體管功耗，式(5)為光耦合器于次級端的功耗表示式。
PPC_Loss=IF×VF(5)
從圖8所示的邏輯電路圖中可得知如何去切換反饋阻抗(ZFB)。無載條件下，回授電壓值將與內部的VREF1和VREF2作比較。若反饋電壓小于VREF1，邏輯電路將會關閉門極并將反饋阻抗(ZFB)切換至高阻抗值；反之當反饋電壓大于VREF2時，邏輯電路將反饋阻抗(ZFB)切回低阻抗值并使門極繼續輸出，以使光耦合器在門極輸出時工作于正常運行區域。
FAN6756與FAN6754無載損耗計算實例
將飛兆半導體不同時期的兩款PWM IC—FAN6756 和FAN6754置于相同的測試板上(其額定輸出電壓/電流規格為19 V/3.42 A)，測試波形如圖9所示。測量無載時和230 V電壓輸入無線時的相關參數值，根據這些實測參數計算無載損耗，未引入飛兆半導體創新節電技術的FAN6754所測得的無載損耗為73 mW。而應用了節能技術的FAN6756相同條件下無線損耗僅為30 mW，較之FAN6754有明顯改善。