在多通道接收機接收的過程中，噪聲的加入限制了信號的信噪比和靈敏度，由于射頻接收機所接收到的信號較為微弱，其噪聲特性顯得尤為重要。另一方面在多通道成像的過程中，不同通道的接收路徑有可能不同，即使接收路徑一樣，各通道的噪聲特性也不可能完全一樣。故接收機每個通道各級的噪聲系數的精確測量非常重要。傳統的噪聲系數測量方法不能滿足測量大噪聲系數的要求。且在實際的多通道測量中，需要使得被測通道處在接收狀態，其他通道不工作以減少通道間的噪聲干擾來保證測量的準確性?？紤]到接收到射頻信號的微弱，射頻接收機的前端通常有一個用低噪聲放大器來實現的前置放大級，本文從接收機這種特性出發，以MRI射頻接收機為例提出一種多通道切換測量噪聲系數的方法，通過設計1個八選一的射頻開關使得噪聲系數的測試在不同通道切換，并利用控制前置低噪聲放大器直流電源通斷使其處在放大和不放大狀態。在放大狀態下，噪聲被放大以提供熱噪聲源，反之提供冷噪聲源。這種放大器開關測量法優化了Y因子測量噪聲系數法，使得測量較為精確且容易進行。

　　1優化測量噪聲系數的原理

　　射頻接收機的噪聲主要包括電阻的熱噪聲和PN結的散彈噪聲，均屬于白噪聲的范疇。白噪聲不包括任何離散成分，其電平符合高斯分布。功率譜在一定的頻率范圍為均勻分布。噪聲系數是表征線性二端口網絡或二端口變換器系統噪聲特性的一個重要參數。它的標準定義為：接收機輸入端信噪功率比與輸出端信噪功率比的比值。根據尼奎斯特定理，處于標準噪聲溫度T0(290 K)的輸入端產生的資用噪聲為功率為kT0 B；k為玻爾茲曼常數(1.38×10-23J／K)；B為等效帶寬。設網絡的資用噪聲增益為G，對于線性網絡來說資用噪聲增益等于資用信號功率增益，則僅由輸入端所產生的輸出資用噪聲功率為GkT0B，設端口輸入輸出的信號及噪聲功率分別為Psi，Pni，Pso，Pno，由此即可得到噪聲系數(F)2 種互相等效的定義：

　　由于被測的接收機不是工作在線性區域，而信號源法需要知道被測網絡的等效噪聲帶寬，要準確測定等效噪聲帶寬是很困難的，因此信號源法測試誤差較大，實際測試中需采用噪聲源法。常用的采用噪聲源法的測量噪聲系數方法包括：增益法，Y系數法和噪聲系數儀法。使用噪聲系數測試儀是測量噪聲系數的最直接方法。在大多數情況下也是最準確的。且可在特定的頻率范圍內測量噪聲系數，分析儀能夠同時顯示增益和噪聲系數幫助測量。但當噪聲系數超過10 dB，測量結果非常不準確。對于MRI的射頻接收機來說，這種方法所能測量的噪聲系數的范圍太小，顯然不適用。而增益法和Y系數法都是利用頻譜儀來測量，所不同的是增益法需要事先知道被測元器件的資用增益，而且受到頻譜儀噪聲基底的限制。Y系數法是測量噪聲系數的一種典型方法。在測量中，當被測網絡的輸入端處于2個不同的資用功率時(例如：噪聲發生器的熱態T和冷態T)，輸出端可以得到2個相應的資用功率PNO，PNO，通常把這兩個功率之比記作Y，設這一個二端口的網絡(或是二端口的元器件)等效噪聲溫度為Te，增益為G，被測網絡的噪聲系數為F，可得：

　　利用Y因子測量噪聲系數需要冷噪聲源和熱噪聲源以便在輸入端實現不同的噪聲功率輸入，通常是通過對固態噪聲源加電壓和不加電壓實現，即當噪聲發生器被施加直流電壓時，噪聲發生器產生噪聲輸出形成熱噪聲源，當未施加電壓時，存在于噪聲發生器內部熱擾動產生的剩余噪聲形成冷噪聲源。加電壓的方法只適合測量較小的噪聲系數，當被測網絡的噪聲系數較大時，需要獲得較高的Y因子來減小測量誤差，因此需要較高的直流電源來獲得熱噪聲源，這在實際中是難以實現的，即傳統的Y因子測量方法誤差較大，所以需要對噪聲源進行優化。由于接收機的第二級為前置低噪聲放大器，它的噪聲系數相對于接收機的其他級很小，可以直接用噪聲系數儀測量。在接收機中所使用的低噪聲放大器的增益為30 dB，故可以控制放大器使得它在工作即放大條件為下一級提供熱噪聲源，在不放大條件下提供冷噪聲源，這樣就可以得到較大的Y因子，減小測量大噪聲系數時的誤差。而且不需要額外的噪聲源和直流電源，簡化了設計。

　　2多路信道切換(RF SWITCH)的實現

　　實驗所用到的接收機有8個通道，實際測量噪聲系數需要對每個通道單獨用頻譜儀進行測量，即八個通道只有一個通道工作，另外7個通道處于斷路狀態，而在射頻接收機中，沒有接收信號的通道輸入需要用50 Ω的電阻蓋住。根據以上分析需要設計一個8通道選任一通道的射頻開關，且不工作的其他通道輸出端呈50 Ω阻抗。

　　這種特性可利用PIN開關設計。PIN開關是利用PIN二極管不同偏置下電特性制成的射頻半導體控器件。它具有優良的開關特性：當PIN二極管正向直流偏置時對射頻信號呈近似短路狀態；當PIN二極管反向偏置時對射頻信號呈近似開路狀態。PIN二極管開關具有控制速度快、損耗小、功率容量大的特點。

如圖1所示，在每一路通道放置一個單刀單擲射頻開關，每個開關均有一根控制線控制其通斷。通過對8路控制線設置選擇惟一的1路導通即可實現八選任一路的切換。

　　用矢量網絡儀R&S ZVB4測量該射頻開關的頻率范圍、插入損耗及隔離度，結果如圖2所示：

　　圖2為本文所設計的射頻開關在中心頻率為63.6 MHz，帶寬為120 MHz下的特性，圖2為開關導通時的S21曲線。圖2的上方曲線為開關截止時的S21，下方曲線為截止時的S22(反映輸出端的反射特性)。由圖知該開關在導通狀態下的插入損耗僅為-0.259 dB；而在隔離狀態下中心頻率附近的傳輸損耗為-32.205 dB，且輸出端的反射系數為-34.568 dB。說明該開關在以接收機的工作頻率為中心頻率的寬帶范圍內具有良好的導通和截止特性，且在截止狀態下輸出端匹配良好。因為接收機只工作在中心頻率附近的窄帶范圍，故此開關設計指標符合要求，且性能比設計指標更為優越。

　　3接收機噪聲測試結構及具體方法

　　接收機所接收到的信號的載波頻率為63.6 MHz的窄帶信號，故只需測量中心頻率63.6 MHz，帶寬范圍較小的噪聲特性。噪聲測試需要測量出每一級的噪聲系數，而接收機的每一級的噪聲系數及增益各有不同，為了測量的準確性，必須用使用不同的測量方法。

　　由于低噪放的噪聲系數較小，可以直接用噪聲系數儀測量。實驗中用Agilent公司生產的N8973A噪聲儀進行測量，由于接收機所使用的低噪放直流供電在輸出端，而噪聲系數儀的輸入端不能直接接直流電，故測量時要在放大器的輸出接隔直電容再連入噪聲儀。

　　對于接收機中噪聲系數較大的網絡，需要用上文提到的優化Y因子的測量方法，由于接收機本身的構造以及此種方法中需要放大器工作在放大／不放大2 種狀態，測量中需要設計控制電路來達到測量要求。如圖3，虛線方框內為實驗設計的通道切換和前置放大器控制電路、方框外為接收機模型、放大器輸入端用50 Ω替代接收線圈提供噪聲輸入，同時為了簡化框圖，只畫出接收機的放大器后2級。在MRI射頻接收機中，為低噪聲放大器供電的電壓(DC+10 V，如圖3所示)是從系統的RF芯線即信號線引出的，測試設計中在每一路放置1個直流開關(K1～K8)控制放大器供電電壓的通斷。C3為隔直電容，L1，L2起到阻斷射頻信號，導通直流的作用，當某一路直流開關K閉合，10 V直流電壓通過L2，L1到達放大器輸出端，為放大器供電，使該路處在噪聲放大狀態。當K斷開時放大器無供電電壓，起不到噪聲放大作用?？刂浦绷鏖_關K的通斷即可為接收機的每一級測試提供冷熱噪聲源。

　　測試中，設置各路開關的控制線，使要測的那路導通，其余路斷開，閉合該通道的直流開關，然后用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，而后斷開該路的直流開關，再用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，由于室溫T0(290 K)的噪聲譜密度P。約為-174 dBm，設噪聲源的等效溫度為Tn，Tn，可得：

　　實驗用的頻譜儀為Agilent公司的F4411B，測試的中心頻率為63.6 MHz，SPAN取20 MHz。選取“Function”中的“Noise"，設定合適的VBW／RBW，調節RefLevel使頻譜儀位于噪聲基底，當Ref Level取-63 dBm時達到噪聲基底，經“Average”后顯示為-153.1 dBm?？刂泼柯稢ON線，使得通路再8個信道轉換，重復以上的測量步驟，便可得到每一路的噪聲系數。

　　4結  語

　　利用此種方法對MRI射頻接收機各個通道切換下的各級進行了噪聲系數測試，實測的各個通道與設計中定義的指標值相差0.2 dB范圍內，且由于高頻通信系統的接收部分具有一定的共性，即通常下考慮整個接收機的噪聲系數特性，接收機的第一級都要接前置低噪聲放大器。故此類方法可以推廣到其他的射頻接收機當中。

　　本文解決了射頻接收機多路信道噪聲系數比較以及接收機不同模塊的噪聲系數測量。獨創性地利用接收機前端的低噪聲放大器提供冷熱噪聲源優化Y因子測量方法，并以MRI射頻接收機為例設計出性能優越的多路射頻開關實現信道切換，實踐證明該方法是適用而有效的。