0 引言

    超外差接收機由于其高頻率分辨率、高接收靈敏度、大接收動態范圍和中頻信號幅度相位失真小等優點廣泛應用于現代通信和雷達偵測設備中。寬帶超外差接收機采用寬帶變頻本振，將接收的射頻信號通過兩次或多次混頻變換到固定的中頻信號，再實現信號的分析和處理^[1]。整個接收電路中寬帶本振信號是超外差接收機的核心部件之一，本振信號的相位噪聲和雜散干擾將通過混頻器的頻率非線性變換疊加到中頻信號上，使接收信號相位產生畸變，對于利用了接收信號相位信息進行信號目標特征參數的信號處理和系統指標，相位噪聲的惡化將產生重大影響。如PSK^[2]、GMSK^[3]、QAM^[4]信號的解調誤碼率，將隨信號相位噪聲的惡化而增加；頻率分辨率、測距和測速、時差定位等系統性能^[5-6]也將降低。此外本振的相位噪聲還會影響接收機輸出端的最小可檢測信噪比SNR^[7]，惡化接收機的噪聲系數，影響系統接收靈敏度。

    本文首先介紹了相位噪聲基本理論，對接收鏈路和本振電路相位噪聲進行了分析，根據不同相位噪聲對變頻噪聲系數的影響，分析了本振相位噪聲對接收噪聲系數的影響機理。根據噪聲系數級聯仿真，得出寬帶接收機適應不同寬帶本振源相位噪聲的設計要求，并根據結論要求設計了一種通用的0.2 GHz～12 GHz的超外差寬帶接收機，驗證了接收信道對在60 kHz處相位噪聲相差30 dB的兩種寬帶本振信號，鏈路噪聲系數對本振惡化的適應能力。

1 相位噪聲基本理論

1.1 相位噪聲含義

    越來越多的文獻證明^[8]，一個瞬態頻率源利用貝塞爾函數和三角函數，最終可以表達為：

    式(1)表明，信號由載頻w0和載頻調制分量組成，每個分量的大小取決于調制幅度指數θ_m對應的貝塞爾函數的值。調制正弦信號功率譜如圖1所示。

    因此，將相位噪聲在頻域的單邊帶相位噪聲L(f)定義為：頻率偏離載波信號f_o處，單個單邊噪聲邊帶1 Hz帶寬上的功率譜密度的實測值與信號的總功率之比，因此單邊帶相位噪聲L(f)可以表達為式(3)，相位噪聲功率譜如圖2所示。

1.2 振蕩器相位噪聲

    振蕩器是現代射頻和微波電子系統必不可少的組成部分，是產生信號頻率的基礎單元，晶體振蕩器的頻率較低，一般在100 MHz以下，壓控振蕩器頻率覆蓋范圍可以從幾十兆赫茲到十幾吉赫茲?；谡袷幤髟陔娮釉O備中的重要性，許多學者建立了精確的模型^[9]對其相位噪聲進行分析?；诰€性反饋系統的線性時不變相位噪聲模型^[10]，模型直接與振蕩器電氣參數相連接，被認為是最為直觀的一種相位噪聲模型；線性時變模型^[11]，基于振蕩電路中的電壓與電流的周期變化，用沖擊敏感函數描述不同時刻的脈沖電流噪聲對相位抖動的貢獻；非線性時變模型^[12]采用Floquet理論，將相位噪聲視作相位偏移對周期穩態解的調制，用冪指數描述1/f，1/f³噪聲，適用于仿真模型；而非線性數值解析模型^[13]則在非線性時變模型的基礎上，引入時間變量的抖動，把相位噪聲視作是抖動的相位(線性抖動和非線性抖動)對電路穩態周期的相位調制，通過譜密度函數和自相關函數的推導，得到振蕩器比較精確的相位噪聲模型。式(4)是線性時不變模型的計算公式，其中F是器件噪聲系數，k是波爾茲曼常數，T為絕對溫度，P_S是諧振電路的功耗，Δw為頻率偏移量，Δw_1/f為1/f³和1/f²的轉變點頻率，線性時不變模型的示意圖如圖3所示。

2 寬帶接收機相位噪聲分析

    接收機主要將天線射頻信號變換到適合A/D轉換器處理的信號頻率和電平范圍，是整個軟件無線電的重要組成部分。寬帶超外差接收機電路原理圖如圖4所示，射頻前端主要由限幅器、濾波器、放大器、混頻器和本振等電路構成，數字中頻端由AD和數字信號處理組成。限幅器、濾波器衰減器等無源線性器件在線性工作區內不產生新的頻率分量，對信號相位噪聲的影響非常小。放大器、分頻器和倍頻器等器件因半導體特性，會對輸入射頻信號相位噪聲產生20lgndB的惡化(放大器看成是系數為1的倍頻器)。而接收機中的本振信號由振蕩電路產生，通過混頻器與射頻信號生成新的中頻信號，由于寬帶接收機的寬帶本振信號與射頻信號由各自的振蕩電路產生，信號相位無相關性，是整個寬帶接收信道中引入新相位噪聲的最主要來源。

2.1 本振信號相位噪聲分析

    常用的本振信號采用鎖相環電路實現，主要由壓控振蕩器(VCO)、鑒相器(PD)、環路濾波器和分頻器等構成，常用的原理框圖如圖5所示。

    根據以上公式，鎖相環環路帶寬之內的相位噪聲主要受參考信號相位噪聲、鑒相器鑒基底噪聲以及鎖相倍頻分頻器的惡化影響，環路帶寬之外的相位噪聲主要是由VCO和環路濾波器引入的。通常寬帶的鎖相環電路，其環路帶寬一般設置為幾十千赫茲，因此寬帶本振的遠端相位噪聲主要由VCO相位和環路濾波器遠端抑制決定。

2.2 混頻器的相位噪聲

    對混頻器輸出端中頻信號進行分析常采用伏安法，輸出端中頻電流信號可以表示為：

    式(8)中混頻器后輸出中頻和差項(w_s+w_p)t和(w_s-w_p)t，由于本振信號與射頻信號由不同的振蕩電路產生，信號相位無相關性，為相對獨立的隨機過程，根據平穩過程的互相關函數與功率譜密度之間的關系^[14]：

    因此輸出中頻的相位噪聲譜密度為射頻信號相位噪聲功率譜密度和本振噪聲功率譜密度之和。以Hittite公司MY88C混頻為例，其P_-1約為5 dBm，采用Aglient8267D信號源輸出RF：2.8 GHz/0 dBm信號，寬帶鎖相電路(寬帶本振1)輸出LO：10.43 GHz/10 dBm信號，混頻得到IF：7.63 GHz信號，從AglientN9020B相位噪聲分析頻譜上測出，中頻信號相位噪聲與10.43 GHz本振信號的相位噪聲基本一致，在偏離載波60 kHz處，LO信號的相位噪聲為-72.9 dBc/Hz，IF信號的相位噪聲為-71.9 dBc/Hz，測試結果如圖6所示。

3 接收機噪聲系數分析

3.1 噪聲系數定義

    接收機噪聲系數定義為網絡輸入端信號噪聲功率比與網絡輸出端信號噪聲功率比的比值，它清楚地表明由于網絡產生的噪聲，使網絡輸入端信噪功率比經過該網絡后信噪比惡化的倍數，其數學公式表示為：

    網絡輸出端的額定噪聲功率N_p由N_iG_a和網絡內部噪聲ΔN組成^[15]，B_n表示等效噪聲帶寬。對于寬帶的超外差接收機電路，混頻的存在會引入本振的相位噪聲疊加到中頻信號中，因此可以認為資用噪聲功率ΔN近似為本振信號相位噪聲功率密度在等效噪聲帶寬內的噪聲功率積分。網絡級聯輸出終端噪聲公式如式(11)所示，鏈路前級器件的噪聲和增益對系統的噪聲有著主要影響。

3.2 寬帶接收機前端增益與變頻噪聲對接收鏈路噪聲系數的影響

    大動態寬帶接收系統中，考慮器件的寬帶性能，低噪聲放大器的P_-1約為10 dBm左右，寬帶混頻器的P_-1約為5 dBm左右。根據噪聲系數級聯計算式(11)，當混頻前端增益大到一定的情況下，變頻部分的噪聲系數波動對接收系統噪聲系數的影響可忽略，但前端增益過大，又會導致在大信號下混頻器和放大器飽和，因此接收系統增益分配需著重考慮大信號時混頻器和末級放大器的動態要求，合理地分配各級增益。

    利用仿真軟件CASCADE，表1中分析了射頻前端(混頻之前電路)增益與混頻器變頻噪聲對級聯鏈路噪聲系數的影響。從表中可以看出：當變頻噪聲為10 dB時，前端增益需要大于25 dB才可忽略變頻噪聲對鏈路噪聲系數的影響；當變頻噪聲大于15 dB時，前端增益需要大于30 dB才可忽略變頻噪聲對鏈路噪聲系數的影響。同時噪聲系數越小的接收系統，在增益一定的情況下，鏈路噪聲對后端變頻噪聲變化越敏感，當前端噪聲為2 dB，增益為15 dB時，隨著變頻噪聲的惡化，鏈路噪聲將惡化近1倍，因此對于高靈敏度的接收系統，設計時必須要考慮本振相位噪聲對系統噪聲系數的影響。

4 相位噪聲對變頻噪聲系數的影響

    根據混頻器相位噪聲分析，本振相位噪聲經過混頻之后會疊加在射頻信號相位噪聲中變為中頻噪聲，如圖7中交叉部分。由于本振功率相比于射頻信號功率要大得多，因此可以近似認為中頻信號的相位噪聲功率主要由本振信號的相位噪聲決定。當接收系統存在多次變頻時，本振信號一般由同一個參考源產生，當多次變頻的本振相位噪聲接近時，最終輸出的中頻信號相位噪聲可以近似為：一本振相位噪聲功率+(N-1)×3 dB，N代表變頻次數。寬帶接收機一本振通常為寬帶信號，受VCO、鑒相器、倍頻數和濾波器的寬帶電路特性和體積影響，其相位噪聲通常比窄帶本振惡化10～20 dB左右，因此中頻信號相位噪聲基本由寬帶一本振的相位噪聲決定，系統噪聲系數也主要考慮一本振相位噪聲影響。

    選擇HSPK010D混頻器，RF：7.63 GHz/0 dBm，由Aglient8267D信號源輸出，LO：10.43 GHz/10 dBm，IF：2.8 GHz，本振信號由三種不同的本振電路產生(寬帶本振1，寬帶本振2和E8267D信號源)，其相位噪聲如圖8(a)所示，采用AglientN8752B噪聲分析儀進行噪聲系數測試，噪聲功率積分帶寬設置為4 MHz，測試結果如圖8(b)所示。

    從圖8(b)中可以看出，三種本振信號混頻器變頻損耗均為5.6 dB，但噪聲系數卻不一樣，使用本振1時變頻噪聲系數為7.2 dB，使用本振2時為11.7 dB，使用信號源時為6.4 dB。三者的相位噪聲如圖8(a)所示，在偏離載波60 kHz處本振1的相位噪聲為-71.9 dBc/Hz，本振2為-102.7 dBc/Hz，信號源為-108.3 dBc/Hz；在偏離載波500 kHz處本振1的相位噪聲為-105.2 dBc/Hz，本振2為-103.5 dBc/Hz，信號源為-111.3 dBc/Hz；在1 MHz處本振1的相位噪聲為-111.9 dBc/Hz，本振2為-105 dBc/Hz，信號源為-114.3 dBc/Hz。本振1和信號源的變頻噪聲相差1.1 dB，但在500 kHz內的相位噪聲最大相差30 dB，因此本振相位噪聲在500 kHz內的惡化對變頻噪聲基本無影響。對以上三種信號，當載波功率為7 dBm時，在4M帶寬內測試其功率密度，頻譜儀RBW設置為30 kHz，測試結果如圖9所示，在偏離載波500 kHz處ΔMkr1信號源的噪聲電平抑制為80.1 dB；ΔMkr2本振2的噪聲電平抑制為59.8 dB；ΔMkr3本振1的噪聲電平抑制為61.8 dB。雖然本振1比本振2在100 kHz內的相位噪聲差20 dB，但在500 kHz外卻逐漸優于本振2，測試結果顯示本振2在4 MHz帶內的信噪比最差，因此其變頻噪聲也最大。

    如果接收信道在混頻器之前的電路增益不是很高，根據表1的分析，此時本振遠端的相位噪聲對輸出信噪比的影響就不可忽略，對鏈路噪聲會引入翻倍的惡化，若本振此處有較高的雜散頻譜，對噪聲系數的影響將更為嚴重。

5 寬帶本振相位噪聲對接收機噪聲系數的影響

5.1 一種超寬帶超外差接收機設計

    一種通用的0.2 GHz～12 GHz超寬帶大動態高靈敏度的接收機接收信道和本振合成原理框圖如圖10所示。綜合考慮接收機超寬帶、90 dB大動態和5 dB低噪聲指標，接收信道一混前電路主要有分段預選濾波組、LNA和擴展動態衰減器，分段預選濾波器由兩級相同的濾波器組成，第一級預選器確保外界干擾信號不影響低噪放的線性度，低噪放后面再加一級濾波器和衰減器，確保一混頻器的線性度和避免放大器諧波組合干擾混頻。接收機的前端噪聲系數則由頻段選擇開關和預選器的插損大小以及LNA的噪聲決定，根據表1的分析，混頻器變頻損耗小于10 dB時，為了避免后端混頻本振相位噪聲引起接收機噪聲系數惡化，一混之前的電路增益需大于25 dB，考慮到全頻段內全溫工作范圍，常溫下LNA的增益最小為35 dB，噪聲系數小于1.5 dB，算上開關濾波損耗，一混前電路增益設計為27 dB。一中選用高低兩種中頻以兼顧寬帶一本振合成的工程實現難度，將0.2 GHz～6.4 GHz混頻到高一中8.2±100 GHz，將6.4 GHz～12 GHz混頻到低一中3.6±100 GHz；二中選擇375 MHz輸出，二本振則為兩個固定的高低點頻7.825 GHz和4.775 GHz，通過合適的頻率流程，寬帶一本振和二本振可以采用相同的鑒相器和VCO實現；三中則為140 MHz或者70 MHz低中頻，滿足不同用戶需求。

    寬帶一本振采用單環PLL實現，輸入頻率50 MHz，VCO輸出頻率4 GHz～8 GHz，鑒相頻率根據反饋環路上分頻器和頻率步進決定。VCO輸出信號經過匹配放大后，再通過帶通濾波器濾除諧波輸出，進行二倍頻放大濾波輸出8.4 GHz～14.6 GHz信號。二本振采用與一本振相同的鎖相環路直接經過衰減放大后濾波輸出。三本振采用單環PLL作為DDS時鐘信號頻率，DDS 輸出實現1 kHz步進的信號經過帶通濾波放大后輸出。

    一本振PLL鑒相頻率為1.25 MHz，總分頻比N=6 720～12 480(已考慮環路外二倍頻)，環路帶寬設計為60 kHz，相位裕量50°。鑒相器根據不同的平臺質量等級及國產化要求，以某星載平臺要求，選擇國產SF9702MQRH鑒相器，根據實測值其相噪基底為：-209 dBc/Hz@1 kHz，-215 dBc/Hz@10 kHz。當輸出10.43 GHz時環路帶內(1 kHz、10 kHz)相噪根據式(5)、式(6)工程簡化后(忽略環路濾波器和VCO影響)計算如下：@1kHz： -209+10log(1.25 MHz)+20log8834=-69 dBc/Hz；@10 kHz：-215+10log(1.25 MHz)+20log8834=-75 dBc/Hz。100 kHz在環路帶寬外，VCO相噪為-90 dBc/Hz@100 kHz，因VCO相噪優于環路基底，實際測試約為-84 dBc/Hz，經過二倍頻后惡化6 dB，因此實際輸出約為-78 dBc/Hz@100 kHz，以上計算結果與圖8(a)寬帶本振1在10 kHz和100 kHz實際測試結果基本一致。

5.2 本振相位噪聲對寬帶接收機噪聲系數的影響

    將圖8(a)中的本振1和本振2分別作為圖10(a)中寬帶接收信道的一本振，分別測試其寬帶中頻375 MHz輸出鏈路的噪聲系數，其鏈路噪聲系數仿真結果如表2所示(開關、濾波、放大器插損增益為典型值，混頻器變頻損耗和變頻噪聲系數為圖8(b)測試值)，接收機增益設計典型值為48 dB，兩種本振源下接收信道噪聲系數仿真為4.2 dB和4.4 dB，實際測試結果如圖11所示，因接收前端開關和濾波器插損值稍好于設計典型值，實際測試結果比仿真結果整體好0.2 dB，接收信道在兩種不同的寬帶一本振源下，噪聲系數測試相差0.2 dB，與仿真結果一致。

6 結論

    本文根據相位噪聲和噪聲系數的定義，對振蕩器相位噪聲和接收機相位噪聲進行了詳細分析，得出寬帶混頻的相位噪聲基本由寬帶一本振的相位噪聲決定，并且本振在近端500 kHz內的相位噪聲惡化對變頻噪聲系數基本無影響，但遠端1 MHz以外的噪聲對變頻噪聲卻有著重要影響。本文還根據噪聲系數級聯公式，計算了寬帶接收機前端增益與變頻噪聲對級聯噪聲系數的影響，給出了高靈敏度的接收機前端，為了避免寬帶本振的相位噪聲引起鏈路噪聲系數的惡化，在混頻之前電路前端的增益需要大于30 dB的結論，對系統噪聲系數設計具有重要指導意義。設計的一種通用的0.2 GHz～12 GHz超寬帶大動態高靈敏度接收機，對兩種近端60 kHz處相位噪聲相差30 dB，1 M處相位噪聲相差10 dB的寬帶本振1和寬帶本振2，其噪聲系數影響測試結果只有0.2 dB，此接收信道配合不同的本振模塊已經廣泛應用于星載、航空、艦載和地面平臺，噪聲性能穩定，指標良好。

參考文獻

[1] 李世界，陳章友，張蘭，等.多通道雙頻高頻雷達接收機模擬前端的設計[J].電子技術應用，2018，44(2)：31-35.

[2] 張金貴，許星辰.相位噪聲對8PSK衛星通信鏈路的影響[J].無線電通信技術， 2014，40(4)：15-17.

[3] 周玉冰，屈晟陽.本振相位噪聲及其對GMSK解調性能的影響[J].測控技術，2015，34(2)：62-65.

[4] 楊國翔，QAM系統中抑制相位噪聲算法的研究[D].西安：西安電子科技大學，2014.

[5] 鐘森，夏威，何子述.相位噪聲對時差估計的影響分析[J].電子與信息學報，2014，36(11)：2614-2620.

[6] 楊俊，許強.頻率源的相位噪聲對雷達系統性能的影響[J].艦船電子對抗，2016，39(1)：58-61.

[7] 任全會，陳享成.低信噪比下相干信號DOA估計算法研究[J].電子技術應用，2018，44(11)：53-56.

[8] 張向峰.相位噪聲測試系統中的數字信號處理方法研究[D].西安：西安電子科技大學，2011.

[9] 鞠青云，湯亮，栗新偉，等.一種用于銣原子鐘的低相位噪聲壓控振蕩器[J].電子技術應用，2016，42(11)：84-87.

[10] WARD P，DUWEL A.Oscillator phase noise systematic construction of an analytical model encompassing nonlinearity[J].IEEE Transaction Ultrasonic Ferroelectric Freqency Control，2011，58(1)：195-205.

[11] TASIC A，SERDIJN W A，LONG J R.Spectral analysis of phase noise in bipolar LC-oscillator-theory，verification and design[J].IEEE Transactions on Circuits and System I：Regular Papers，2010，57(4)：737-751.

[12] TRAVERSA F L，BONANI F.Frequency-domain evaluation of the adjoint Floquet eigenvector for oscillator noise characterization[J].IET Circuits，Devices & Systems，2011，5(1)：46-51.

[13] SUH I，ROBLIN P.Model comparison for 1/f noise in oscillators with and without AM to PM noise conversion[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2011，59(12)：3129-3145.

[14] 鄭曉光.相位噪聲測量系統的設計[D].南京：東南大學，2016.

[15] 郝燕，趙愛萍，陳穎鳴.接收機下變頻噪聲系數測試方法研究[J].時間頻率學報，2016，39(2)：104-110.

作者信息:

李夏琴

(中國西南電子技術研究所，四川 成都610036)