本例中的電路采用Analog Devices公司的AD630平衡調制解調" title="平衡調制解調">平衡調制解調IC實現了一種簡單的低成本鎖入放大器（參考文獻1）。該器件使用激光微調薄膜電阻，這帶來了很高的準確性和穩定性，并因此產生了一種靈活的換向體系結構。它可用于同步檢測等先進的信號處理應用。如果知道信號的頻率與相位，那么即使存在振幅大得多的噪聲源，該放大器也能檢測出微弱的AC信號。

　　作為模擬放大器，AD630顯示了輸入電壓信號在某個狹窄頻帶內的分量，該頻帶圍繞基準信號的頻率。 AD630輸出端的低通濾波器使你能獲得關于微弱信號振幅的信息，它原本被無關的噪聲掩蓋了。當輸入電壓與基準電壓同相時，低通濾波器的輸出VOUT具有最大振幅。相反，如果輸入電壓與基準電壓正交，則輸出電壓在理想情況下將為0V。這樣，如果可獲得同相基準信號和正交基準信號，則兩個平衡解調器顯示同相輸出電壓為0?，正交輸出電壓為90?。你可以計算模移和相移，方法如下：

　　兩個AD630的增益為±2，并通過兩個相同的放大器 A1和A2接收放大的信號VIN。在IC1的7號引腳，出現一個與基準信號同相的雙極±5V平方信號。OA1把放大器電壓積分，這產生了一個三角波，IC2的比較器把它與VR2電壓做比較。你必須調整VR1和VR2來為IC2獲得完美的90?相移命令。你可以監視IC2的7號引腳的電壓。測量準確性和可重復性依賴于積分器的RC時間常量以及VR1和VR2的值。

　　你可以使用不同方法來產生同相和正交基準信號。圖2描繪了一條全數字電路，你可在小型CPLD中實施該電路，來產生圖1中的0和90?基準信號。1號計數器以數字時鐘脈沖的數量N的形式來測量基準信號時間，其中的基準時間可能不同于50%。在基準信號的每個正前沿，該計數器在N1=1處收到一條預設命令。D型雙穩態多諧振蕩器IC1產生這類脈沖。在基準信號的每個正沿，IC2都獲得N/4值。同時，2號計數器計算時鐘周期數量，并且當它的值達到比較器測量的N/4數量時，它在N2=1處收到重啟命令。

　　圖1，OA1把雙極VA信號積分，并創建三角波。VR1和VR2獲得關于VA的90。相移基準電壓。

　　圖2，你可在小型CPLD中實現這條全數字電路。

　　當基準時間超過N/4整數值的大約四倍時，就會缺少最后的EQ信號。為了克服這個問題，RST脈沖和EQ脈沖的“或”組合會在每個基準時間周期內產生四條幾乎等距的命令。N/4整數除法是邏輯右移N1的兩位，在最后的脈沖位置上產生最大誤差3。這些脈沖分別產生同相信號和正交信號0和90?，來源于信號正沿或負沿的簡單換向。T型雙穩態多諧振蕩器IC3產生一個信號，頻率為基準信號的兩倍。這樣，準確度等于3/N1。

　　為使準確度至少能與AD630相比，1號計數器的N1輸出將為最高值。但是，如果你希望N1達到較高值，那么對于給定的數字時鐘頻率，位數的增加會使最大基準頻率下降。例如，如果N是15位，則N1輸出的最大值為32,767，準確度約為0.01%。如果基準時間周期縮短，則N1的最小值為3,277，即最大值的十分之一，準確度相應降低為0.1%，這可與AD630的增益準確度相比。為了增加基準頻率，可分割數字時鐘的頻率，以便在基準時間變得太長時選擇較小值。

　　參考文獻：

　　1. “AD630 Balanced Modulator/Demodulator,” Revision E, Analog Devices, 2004.