1 引言

        近年來，射頻電路在數字電視中得到廣泛應用，作為數字電視發射機中十分重要的大功率功放模塊，如何做到功率、增益與線性度的最優化是當前的重要課題。由于功放管特性曲線的非線性，在大信號情況下工作的功放會產生非線性失真，功放管輸出功率越大，非線性失真也越嚴重。功放管的熱穩定性和過壓保護，也是設計功率放大器的特殊要求。按照系統指標要求，設計實現了一種可用于數字電視發射機的75 W大功率的功放模塊。其系統的工作頻段為170～230 MHz，功放管的靜態工作點為Vds=28～32 V，Vgs=3.7～4.1 V，帶內增益20 dB以上，線性功率最大輸出為75 W，回波損耗15 dB。 

        2 原理及設計方案 

        功放模塊在功能上可以分為射頻放大電路和直流饋電電路。射頻放大電路進行射頻信號功率放大，它是功放的主體部分，決定了功放的主要性能指標，如增益、輸出功率、功率平坦度、線性度等。直流饋電電路為功放管提供可調的電壓偏置，有合理的保護措施來防止功放管的損壞，提供溫度補償并采用負反饋技術以提高線性度。 

        2.1 射頻放大電路 
        
        圖1為射頻功放模塊放大部分的電路原理框圖，采用平衡放大器的結構，射頻信號首先進入3 dB耦合器，將射頻信號一分為二，并將其中一路引入90°的相移，分別進行功率放大，然后再由輸出耦合器引入90°附加相移使兩路信號恢復同相，將輸出功率合成。另外，3 dB耦合器的另一端接50 Ω的負載。

        功放管選擇的是Freescale公司的MRF9060，它采用橫向擴散金屬氧化物半導體(LDMOS)技術的N溝道增強型場效應管。LDMOS管用高集成無源和有源區域來代替傳統的大功率射頻芯片分立的有源區，比較容易組成內部輸入輸出匹配網絡，金屬化柵極可以減少串聯電阻、增加功率增益。MRF9060采用共源的工作模式，具有良好的散熱特性。柵、漏極之間屏蔽層降低了反饋電容，較長的柵極長度可滿足較大范圍的動態增益和線性要求，具有良好的抗失配能力(SWR<10)。MRF9060一般工作于AB類狀態，其增益與柵源電壓Vgs成正比。MRF9060工作參數如下：在945 MHz雙頻信號輸入下，最大輸出功率為60 W，功率增益為17 dB，效率為40%，三階交調IMD為-31 dBc。雖然MRF9060可以在工作頻帶內達到60 W的功率輸出，但為了保證功放的線性度、溫度穩定性、使用可靠性，延長器件壽命，其功率一般保持在最大功率的1/3～1/2。 

        輸入輸出匹配網絡是在源和負載之間插入一個無源網絡，使得兩者間的阻抗共軛相等，反射最小，從而形成最大功率傳輸。隨著頻率增高分立元件的寄生效應會非常明顯，而電感相對于電容有更高的電阻性損耗，所以在設計中采用了幾段微帶傳輸線間隔配置并聯電容的復合型匹配網絡。具體設計流程如下：首先在Smith圓圖上確定源阻抗和匹配阻抗的位置，通過串聯傳輸線和并聯電容來進行兩者間的阻抗轉換。需要注意的是，稍稍改變電容的位置，就會在很大程度上影響到最終的阻抗值，因此在定位時需要仿真結合實測來精確定位。根據微波電路理論，兩段傳輸線的總長不變，通過改變并聯電容在兩者之間的位置就可以獲得很大的阻抗匹配范圍。在設計匹配網絡時還要考慮有載品質因數QL，表示為

        式中;f0為中頻頻率;BW為帶寬。由公式(1)可知，帶寬指標決定了系統的QL，而QL又由Smith圓圖上各節點的最大品質因數Qn來決定，因此必須以適當增加電路元件的數量為代價來調整系統帶寬的自由度，以便尋找一種滿足帶寬指標的阻抗匹配網絡電路形式。 

        2.2 直流饋電電路 

        直流饋電電路主要由穩壓電路、四路分壓網絡、兩路減法器、過壓保護電路和負反饋電路組成，其原理框圖如圖2。首先30 V直流電壓源進入穩壓電路，穩壓芯片采用L78M15，輸出15 V的直流穩壓，分別為減法器和負反饋電路的各芯片提供Vcc。同時15 V電壓分成兩路，通過分壓網絡和減法器分別提供兩片MRF9060的Vgs，減法器采用兩片高速運放LM7171。減法器的正輸入端為通過固定分壓網絡后的直流電平6.7 V，另一路通過可調的分壓網絡后，輸出3.9～4.5 V到減法器的負輸入端，這樣在MRF9060的柵極可獲得3.6～4.1 V的電壓，通過調節分壓網絡中電位器決定不同的Vgs，從而調節整個功放模塊的增益。而MRF9060的漏源電壓Vds由30 V直流電壓源提供。

        過壓保護電路由兩個三極管9013級聯構成，見圖3。在30 V直流電壓輸入下，經過穩壓二極管DZ1后輸出為12 V，再經過DZ3后輸出為2 V，經過R30和R34的分壓，BG2的基極電壓為0.1 V左右，因此BG2未導通，這樣BG3的基極電壓達到了0.7 V，BG3導通，這樣由于三極管的開關特性，Rce很小，Vce為0.2 V左右，這樣Vout可近似看成接地，且連接到可調分壓網絡，作為其參考電位。而當輸入電壓過大時，BG2管會導通，這樣BG3的基極就會被限制在0.2 V左右，使得BG3截止，這樣相當于可調分壓網絡中串入了100 kΩ以上的Rce，使得減法器負輸入端增大，輸出Vgs變小，使MRF9060截止，保護了功放管。

        反饋電路可以提高系統的線性度。功放模塊一方面要考慮效率，另一方面由于多電平調制技術的需要，需克服非線性?？梢杂眯盘柵c三階交調的信噪比來表示系統的線性化程度，如下式

        式中：G1(V/(V·W))，A1(rad/W)分別是AM-AM，AM-PM轉換系數;G0為系統的線性增益;Pin是輸入平均功率?？梢钥闯?，隨著輸入功率的不斷提高，功放接近飽和，信噪比極大，因此必須通過反饋來降低AM-AM轉換系數，使得增益保持在一個穩定的值上。在閉環狀態下，射頻信號輸入通過二極管進行功率檢波，得到的功率包絡通過一級運放進行電平系數調整，最后輸入到兩路減法器的反向輸入端，從而調節Vgs來控制功放的增益。反饋電路采用LM7301構成差分放大電路，可以保證較大范圍的射頻功率反饋輸入，增加系統輸出功率的動態范圍。另外，LM7301和LM7171具有相同的溫度特性，反饋電路在開環狀態下還能補償溫漂給兩路減法器帶來的噪聲，有良好的溫度穩定性。

　　3 仿真與分析

　　由2.2中對直流饋電電路的分析可知，模塊在工作時功放管的Vgs是動態變化的，這就給射頻放大電路的仿真帶來了很大的困難，而仿真的目的是要確定合適的匹配網絡和靜態工作點從而實現模塊的主要指標。因此先給功放管一個固定的靜態工作點，在此前提下進行仿真，通過定性分析搞清各元件對系統的影響程度，以達到基本滿足系統指標的結果。之所以不對直流饋電電路進行全面的仿真是因為其確定性比射頻放大部分電路高很多，最后實測得出的偏差可通過調節各差分放大器的反饋電阻來調節。然后在此基礎上制板調試，可見，加入直流饋電電路后的動態偏置將進一步提高模塊的各項指標。

　　3.1 仿真環境

　　采用ADS2005A射頻仿真軟件，安裝Freescale射頻大功率模塊庫，選擇MRF9060作為功放管。介質基板介電常數為2.65，材料是聚四氟乙烯，介質厚度0.8 mm，傳輸線厚度忽略不計。功放管的靜態工作點設置為Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流電源與功放管的柵極、源極間都有射頻線圈，用來隔離射頻信號與直流偏置，直流電源與地接大退耦電容，匹配網絡傳輸線之間有串聯電容作為級間隔直電容。 

        3.2 S21與S11曲線 

        系統指標要求170～230 MHz內增益大于20 dB，并且功率平坦度為0.5 dB。射頻線圈的值一般取在納亨(nH)量級，數值較大時，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程度變差。在射頻信號通過耦合器輸出后一開始就并聯一個納法(nF)級的可調電容進行濾波。如2.1節所述，有載品質因數QL和帶寬緊密相關，決定了S21的主要波形，適當多加幾級傳輸線和并聯電容的組合才能滿足功率增益的波形。大體調出S21曲線后，再開始協調S21和S11曲線，主要是通過調節集總電容的值及其位置。在基本確定了傳輸線級數和長度后，再進行布線來合理布局以便占用較小的空間。如圖4為仿真結果，S21，S11在工作頻帶內的值由m1至m5分別標出，可見，S21在帶內的波動小于0.65 dB，帶內平坦度和帶外抑制度有一個權衡。S11在通帶中央達到了最小值，即-30 dB左右，但卻以通帶邊緣的反射較大作為代價，即在170 MHz為-8.786 dB，在230 MHz為-10.78 dB，還有待進一步改善。 

        3.3 三階IMD與1 dB功率壓縮點的仿真 

        在大功率工作情況下，線性度對保證信號的質量尤為重要。功放的線性度主要由三階IMD和1 dB功率壓縮點這兩個指標來表征，設計如下的仿真模型檢驗模塊的可靠性。 

        仿真模型的射頻輸入端為雙音輸入信號，頻率間隔為1 MHz且功率相同，圖5為功率仿真曲線示意圖，m1，m2與m3，m4分別表示有用輸出信號和三階交調信號的功率值，并且得到三階IMD。在工作頻帶的不同頻率下，對射頻輸出信號的功率值進行掃描，圖6即為功放模塊的三階IMD在大功率輸出情況下在工作頻帶內的三階交調信噪比特性仿真曲線，曲線m1，m2，m3分別表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz時的情況?？梢钥吹剑AIMD在170～230 MHz的工作頻帶內基本保持穩定，有較高的頻率穩定性;三階IMD在輸出功率為45 dBm時好于-20 dBc，在40 dBm情況下好于-42 dBc;三階交調截點IIP3由曲線擬合得出為44.315 dBm，結果較為滿意。

        圖7為功放模塊的增益在不同頻率下對輸出功率的掃描曲線，m1，m2，m3分別為170 MHz，200 MHz，230 MHz頻率下的增益;可見，1 dB功率壓縮點在170 MHz下略差，為47.6 dBm，而在工作頻帶內一般都大于48.75 dBm(75 W)，從而滿足了最大75 W線性功率輸出的要求。

        4 測試結果 

        帶寬指標和線性度要求選擇合適的器件及電路形式;可靠性上需要設計保護電路并在故障條件下提供有效的保護。上述設計及仿真驗證基本符合以上原則。按照仿真的參數制作印刷電路板，即介質厚度0.8mm，介電常數2.65，銅片厚度0.035 mm。 

        模塊的調試與測試過程如下，直流電源典型輸入為30 V，然而在25～32 V間的輸入電壓都能有效工作。當供電大于32 V后，過壓保護電路開始工作，提高了減法器的負輸入端電平，使得Vgs降低，有效地保護了功放管。調整電位器，可以測得Vgs的動態范圍為3.6～4.1V，與設計的預期要求一致。用網絡分析儀調試S21和S11曲線，要注意待測器件DUT后需要接30dB或40 dB的衰減避免儀器的損壞。類似于仿真過程，通過調整匹配網絡中各集總參數的值和位置，獲得理想的S21和S11曲線。當Vgs=3.9 V時，靜態電流為1.7 A，帶內增益為20 dB，平坦度小于1 dB，3 dB帶寬為150～240 MHz。在頻率低端的抑制度不如高端陡峭，這可以通過調節輸入端帶通濾波器的可變電容來加以調節改善。增益的調節范圍為18～22 dB。S11曲線調試的結果比仿真更為理想，帶內增益達到了-20 dB以下。 

        以下對功放模塊驅動數字電視信號時的性能加以測試：信源MPEG-2視頻流輸入到調制器，產生與DVB-T兼容的COFDM信號，中頻36 MHz變換到功放的工作頻帶200 MHz，頻譜寬度配置為8 MHz。功放模塊驅動該功率信號后，當輸出功率信號有效值為10 W時，信號獲得20 dB的功率增益，帶內的DVB-T信號信噪比為28 dB，測試表明驅動性能良好，功放模塊性能符合設計要求，如表1所示。

        5 結論
 
        給出了可用于數字電視發射機中75 W射頻功放模塊的設計，對模塊的各個功能電路進行了詳細分析，充分考慮到增益、線性度和溫度穩定性等主要技術指標要求，并且通過仿真和實驗測試驗證了模塊的所有功能，從而證明了設計方案用于數字電視發射機的可行性。