概述

　　在很多發射應用中必須產生多路相對相位準確已知的模擬輸出。在正交調制器中(圖1)，I和Q通道必須具有明確的相位關系來實現鏡頻抑制。圖1中，DAC1和DAC2的延遲必須匹配。使用數字波束成形技術的發射器需要準確地控制大量DAC之間的相對相位。

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圖1. 使用多路復用DAC的I/Q發射器中的DAC和第一上變頻級

　　使用具有多路輸入的DAC (MUX-DAC)如MAX19692，或具有數據時鐘輸出的內插DAC時，輸入數據速率為DAC刷新速率的1/N，DAC在一個或兩個數據時鐘跳變沿鎖存數據。MAX19692中N = 4，輸入數據速率為DAC刷新速率的1/4。DAC輸出一個由輸入時鐘經數字分頻得到的數據時鐘(DATACLK)。DAC上電時，數字時鐘分頻器可在N個狀態的任意一個啟動。如果使用多個DAC，不同DAC的時鐘分頻器會在不同的狀態啟動，所以DAC會在不同的時間鎖存數據。除非這種情況被發現并校正，否則不同的DAC輸出數據時相互之間可能會有一個或更多個時鐘周期的延遲。如果每個DAC的時鐘分頻器可以復位，那么這種情況可以避免，但是仍然會存在一些問題。如果其中一個時鐘分

頻器發生錯誤，DAC會變得永久異相，除非執行一些錯誤狀態檢測方法。為了保證系統的可靠性，必須檢測相位錯誤狀態并改正。如果DAC工作于非常高速的狀態下，那么復位信號與輸入時鐘的同步也可能是個難題。

　　圖2所示是MAX19692的時鐘(CLKP，CLKN)和數據時鐘(DATACLKP，DATACLKN)接口的簡化框圖。初始時鐘由一個兩位計數器四分頻后用于鎖存數字DAC輸入。該計數器可能在四個狀態中的任意一個啟動(圖3)。如果使用兩個多路復用DAC，這兩個DAC可能會在不同的狀態啟動。這可能導致DAC1的鎖存與DAC2的鎖存之間存在-1、0、1或2個時鐘周期的延遲。

　　MAX19692的數據時鐘輸出再由數據輸入鎖存時鐘進行2分頻或4分頻。然后數據在雙倍數據率(DDR)模式下在時鐘的兩個跳變沿進行鎖存，或者在四倍數據率(QDR)模式下在時鐘的每90°相位處進行鎖存。如果多個DAC的數據時鐘延遲相匹配，或數據時鐘相互之間反相，那么鎖存時鐘相匹配。

圖2. MAX19692內部時鐘接口框圖

圖3. MAX19692鎖存時鐘(四種可能的狀態)

　　DAC的同步問題有兩個方面：

　　DAC的鎖存時鐘之間的相對相位必須被檢測。

　　DAC之間的相對相位必須被調整直到DAC被合適地定相。

　　檢測DAC之間的相位誤差可以通過檢測兩個DAC之間的數據時鐘輸出的相位誤差來實現。相位檢測器可以像一個異或門一樣簡單，也可以像相頻檢測器一樣復雜。

　　可以通過操作一個或更多個DAC的時鐘來實現兩個DAC之間的相位調整，直到DAC數據時鐘輸出的相對相位為零。另外一種方法可以測量數據時鐘之間的DAC延遲周期數和相應的延遲數據。下面的段落講述了I/Q配置中的這兩種方法。

　　通過“吞”脈沖實現DAC相位調整

　　如果DAC使用方波(比如ECL)時鐘，兩個DAC之間的同步可以用圖4所示的簡單的高速邏輯電路來實現。為了簡單明了，該原理圖中的邏輯配置只能實現單端功能。但是實際應用中會使用差分邏輯如ECL來實現高速和低噪聲性能。

圖4. 實現DAC同步的簡單的高速邏輯電路

　　MUX-DAC1時鐘路徑上與門(G1)的插入允許對MUX-DAC1的時鐘進行操作。MUX-DAC2的時鐘路徑上插入與門(G2)用于延遲匹配。異或門(G3)起相位檢測的作用。當DATACLK1和DATACLK2的輸出不同時G3輸出“1”。如果G3out = “1”，應該 “吞掉”MUX-DAC1的時鐘脈沖，將DATACLK1的邊沿移位一個CLK時鐘周期。G3輸出的上升沿(G3out)由FF1和G4組成的上升沿檢測器(PED)來檢測。如果檢測到上升沿，PED輸出“0”，持續一個時鐘周期。在SPB應用于G1之前，FF2將這個信號重新定時，從而使MUX-DAC1的一個時鐘脈沖被抑制。這就使DATACLK1延遲一個CLK時鐘周期。經過若干個時鐘周期后，DATACLK1的延遲與DATACLK2一致，如圖5所示。使用這種方法時，觸發器要在時鐘的下降沿進行狀態更新，以消除DAC時鐘信號的毛刺，兩個MUX-DAC的輸入時序要相同。布線時要考慮延遲以確保滿足兩個觸發器的建立和保持時間的要求，且在時鐘為低時將SPB信號的脈沖應用于G1。否則，時鐘信號可能會產生毛刺。同時建議使用無噪聲電源為時鐘同步電路供電，將抖動的引入減到最小。

圖5. 所示邏輯電路操作的時序圖

　　通過輸入數據移位實現DAC相位調整

　　可以利用Xilinx FPGA中先進的數字時鐘管理程序(DCM)來檢測兩個MUX-DAC的數據時鐘之間的相位差異(圖6)。DCM1生成一個與DATACLK1和DATACLK2相同頻率的時鐘。以時鐘周期的1/256為間距對DCLK1的延遲進行動態調整。觸發器DFF1和DFF2在每個時鐘周期對DATACLK1和DATACLK2進行一次采樣。如果DFF1在DATACLK1為低時采樣 DATACLK1，DFF1會輸出固定的“0”。如果DFF1在DATACLK1為高時采樣DATACLK1，DFF1會輸出固定的“1”。所以DFF3和DFF4可在任意時鐘相位定時，與DCLK1的延遲設置無關。通過將DCLK1的延遲進行分級，使用DCM1的動態延遲調整功能以及讀取DFF3和DFF4的輸出，我們可以得到基于DATACLK1和DATACLK2上升沿的延遲設置。根據延遲設置，我們可以計算出為了保持MUX-DAC1和MUX-DAC2輸入數據的同相，MUX-DAC1的輸入數據需要延遲的DAC時鐘周期數。FPGA中4 x 4桶形移位器的實現可使數據等待時間以一個DAC時鐘周期為增量進行改變(參見圖6)。

　　MAX19692有四個并行數據端口A、B、C和D。輸入DAC的數據序列是

An、Bn、 Cn、Dn、An+1、Bn+1、Cn+1、Dn+1、An+2等。12位4 x 4柱形移位器(圖6)允許輸入MUX-DAC1的數據延遲-1、0、1或2個CLK周期。因此可以進行數據等待時間的調整直到兩個DAC的輸出數據同相。這樣的話，兩個DAC的數據時鐘可能相距幾個整數時鐘(CLK)周期且不再改變。由于DAC的建立和保持時間以數據時鐘為基準，所以兩個DAC的數據時序必須不同?？梢酝ㄟ^驅動DAC的FPGA中的多個DCM來實現。

圖6. 利用FPGA中桶形移位器的實現完成MUX-DAC的同步

　　每個DAC使用一個PLL實現DAC同步

　　如果DAC使用鎖相環(PLL)合成器來定時，那么同步兩個DAC的方法就是每個DAC使用單獨的PLL (圖7)。DAC1和DAC2的LVDS數據時鐘輸出相位與參考時鐘相比較。這樣的話，DAC的內部時鐘分頻器在時鐘生成PLL中作為反饋分頻器使用。

圖7. 每個DAC使用一個PLL實現MUX-DAC同步

　　這種方法中，兩個DAC的建立和保持時間相匹配。但是這種方法有兩個缺點，兩個PLL會帶來額外的成本且PLL的相位噪聲極限可能會造成性能極限。

　　結論

　　MAX19692為2.3Gsps、12位、可工作于多個奈奎斯特頻帶內的DAC，具有集成的4:1輸入數據多路復用器，是I/Q應用中的理想器件。當I/Q應用中MAX19692的使用被強調時，所討論的方案同樣適用于其它DAC和應用，比如在多于兩個通道應用中使用的MAX5858A。本文所推薦的方案適用于任意數量的DAC。為了對高速器件進行正確的同步，還必須考慮與電路板引線相關的延遲。