文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)08-0044-04
隨著科學技術的高速發展，高速處理器、多媒體以及網絡技術等要求傳輸的數據量越來越大，需要的傳輸速度越來越快，尤其是現在許多設備要求具有長距離傳送數據的能力，以確?？梢詡鬏斍滓陨系木嚯x[1]。普通的并行總線由于自身的劣勢，無法適用于長距離數據傳輸的系統中。
基于串行器/解串器構架的LVDS解決方案具有使用簡單、傳輸速度高、抗干擾能力較強和使用節點少等特點，因此可以采用該方案來實現遠程高速數據傳輸功能[2]。但在一些惡劣的環境（如超遠距離或高干擾環境）中，LVDS數據仍然可能出現信號衰減或嚴重失真。基于此，本文給出了一種針對LVDS遠程傳輸的延展卡的設計方案，將雙絞線傳輸和光纖傳輸相結合，使數據傳輸距離可達幾千米遠。
1 系統方案設計
設計要求信號以400 Mb/s的速度傳輸2 km以上的距離。根據設計需求和方案合理性，采集存儲系統到延展卡之間采用100 m雙絞線通信，延展卡與遠程測控臺之間采用2 km光纖通信?？傮w設計如圖1所示，分為FPGA核心控制模塊、雙絞線接口模塊、光纖接口模塊、光耦隔離模塊、電源管理模塊等幾部分。系統指令由光模塊接收，并通過光耦隔離并行發出；數據由雙絞線傳輸并通過光模塊轉發。
圖1 系統總體設計
2 硬件設計中的關鍵點
2.1 雙絞線接口設計
雙絞線傳輸伴隨著信號大幅度衰減。圖2中波形1為一組隨機LVDS信號通過100 m電纜傳輸后的波形。顯然有部分電平越不過零點門限，在接收端加上電纜均衡器CLC014，將之與SN65LV1224搭配使用，可以解決這個問題。CLC014最大可以均衡120 m的第五類未屏蔽雙絞線。
圖2 無均衡器時波形（上）與加均衡器后波形（下）
如圖3所示為添加均衡器后的雙絞線接收模塊電路，R1和R2為匹配電阻，可參照公式
計算阻值。本系統雙絞線特性阻抗Z0為100 Ω，R1、R2的阻值根據輸出電平調整為25 Ω。隔直電容C1的容值為0.01 μF，為經雙絞線衰減后的信號提供交流耦合。CLC014的輸出取自輸出晶體管的集電極，由正電源通過二極管和50 Ω的電阻建立PECL電平，從而獲得理想的輸出波形。電阻R3為媒質終端匹配電阻，阻值為100±20 Ω，用于防止信號在媒質終端發生反射，減少電磁，布局時要靠近接收器輸入端放置。圖2中波形2為增加均衡器之后的信號波形，可見波形恢復正常，高低電平明顯。
圖3 雙絞線接收
2.2 光纖接口設計
光模塊選用OCM3723，其輸入信號電平范圍為1.5～2.3 V，而LVDS串化器SN65LV1023的輸出幅值約800 mV，所以需要增加驅動器CLC006，將信號增強到2 V之后再輸入光模塊。接收命令時，解串器SN65LV1224與均衡器CLC014搭配，將光模塊輸出的命令信號重新組構，并恢復其強度。光纖接收與發送部分電路如圖4所示。
（a）光纖接收
（b）光纖發送
圖4 光纖接收與光纖發送電路
OCM3723屬于LVPECL接口電平，而CLC014和CLC006屬于PECL接口電平，所以采用交流耦合方式連接。PECL/LVPECL的輸出共模電壓需固定在VCC-1.3 V上，直流偏置電阻需提供14 mA到地的通路，所以R4=(VCC-1.3 V)/14 mA，當VCC=3.3 V時，R4=142 Ω，應用中為了讓輸出波形達到最佳，R4可以從142 Ω～200 Ω之間選取。PECL/LVPECL輸入直流偏壓要固定在VCC-1.3 V上，輸入阻抗應等于傳輸線路阻抗，可列出方程
=VCC-1.3 V且R5||R6=50 Ω，當VCC=3.3 V時，R5=82 Ω，R6=130 Ω。因為CLC014輸入和CLC006輸出在其芯片內部有偏置電路，所以無需設計外部偏置網絡。
光纖發送端和接收端數據波形如圖5所示。可以看出通過2 km光纖之后，信號波形仍然比較標準。對比雙絞線端接收的數據波形，不難發現光纖比雙絞線的傳輸效果好很多。
（a）光纖發送端 （b）接收端
（橫軸坐標為50 ns/格，縱軸坐標為500 mV/格）
圖5 數據波形
2.3 光耦隔離接口設計
因為系統指令切換的頻率較數據傳輸的速率低得多，所以為了簡化電路，增加指令傳輸的可靠性，經過FPGA重組后的指令由5條并行線傳輸。指令接口部分采用高速10 MB/s光電耦合器HCPL-2631進行電氣隔離，6.3 mA電流即可導通工作，雙通道單向傳輸，真正實現前后級互不干擾，提高了接口的可靠性。圖6所示為HCPL-2631的單路傳輸接口電路。當FPGA接口為邏輯0時，HCPL-2631內部電路導通輸出低電平；當FPGA接口為邏輯1時，HCPL-2631內部電路不導通，輸出高電平。
圖6 光耦隔離接口電路
3 邏輯設計中的關鍵點
3.1 防止指令誤判
為了防止接收端指令的誤判，首先對指令進行奇校驗。設計時將指令中1的個數定為奇數個。接收指令的奇偶性判斷是通過對指令的各個數據位進行異或操作（XOR）實現的，即：
只有當oddverify為1時，才認為當前傳輸的是有效指令,并用5位數組f_state重新定義當前指令[3]。新定義的f_state指令信號需再經過雙重計數器消抖才能最終輸出。外部計數器對所有有效指令進行消抖計數，而內部計數器針對某一個指令進行消抖計數，消抖后的state指令為最終的5線指令。
圖7所示為部分指令判別的時序仿真圖。從圖中可以看出，“0110001111”經過奇校驗后被過濾，指令切換時出現的誤指令“0101100110”被外部計數器隔斷，之后傳輸中的誤碼指令“0110011111”也被內部計數器過濾。
圖7 指令判別時序仿真圖
3.2 LVDS接口時鐘與采集速率匹配問題
LVDS接口時鐘是固定的，而采集設備的采集速率根據需求可控，二者速度不匹配，所以數據鏈路中經常出現傳輸空白；如果數據采用間歇式傳輸，則LVDS芯片中斷后再同步會有500 μs的數據丟失。
針對這一問題，設計中引入無效數與有效數交替發送的模式。當鏈路中無數據傳輸時，FPGA自編譯無效數據，使鏈路保持通信狀態。LVDS芯片有10位數據管腳，有效數據占用了其中的低8位，高2位作為區別有效數和無效數的標志位。定義“01”為有效數標志，“00”為無效數標志。實驗證明無效數發送“00011111”同步穩定性高，原因可能是“00011111”配合標志位“00”正好構成同步碼“0000011111”，而LVDS芯片同步的過程就是不斷識別同步碼的過程。所以這樣不但解決了速度匹配問題，也提高了系統數據鏈路的可靠性。
3.3 光纖接口LVDS失鎖問題
光模塊與LVDS接收模塊之間連續傳輸“FF”數據出現失鎖，表現為SN65LV1224的鎖存標志LOCK出現高電平脈沖。經分析，交流耦合電路中的耦合電容隔斷了信號的直流分量，因此LVDS接收端只能觀察到輸入信號的前后沿。當數據1連續出現時，電容會造成接收端電壓下降，信號產生抖動[4]。所以連續傳輸“FF”數據容易造成LVDS失鎖。一種高效的解決辦法是使用8B/10B編碼實現直流平衡，或者選用帶有8B/10B編碼的串/并轉換芯片[5]。為了配合前端邏輯設計，同時考慮到只有傳輸“FF”時才會出現失鎖的情況，本設計中采取的優化措施是將“FF”數據轉變為“1F”數據發送，即將二進制8位數據“11111111”轉變為“00011111”發送，且高兩位標志位定義為“10”，發送的10位LVDS數據為“1000011111”，這與同步碼數據近似。光纖數據鏈路中共有3種數據類型，圖8為優化后的數據編碼發送流程圖。經過大量測試，優化后的數據編碼方式能夠有效解決LVDS失鎖的問題。
4 試驗方法與測試
針對總體設計方案，配合數據采集存儲裝置和遠程測控臺，對系統進行惡劣環境下數據傳輸的性能測試，雙絞線長度為100 m，光纖長度為2 km。采集存儲裝置啟動自發數模式，測試數據幀格式為：1～250 B是0～249的遞加數，251～254 B是32 bit二進制幀計數，255～256 B為同步字EB 90。圖9所示為上位機接收到的部分數據截圖，幀結構嚴格對齊。采用上位機分析軟件對數據進行分解，分解報告顯示傳輸數據無誤碼，無丟幀。
圖9 測試數據部分截圖
基于LVDS技術的遠程數據傳輸延展卡的設計充分發揮了雙絞線、光纖以及光電耦合器的接口傳輸優勢，并且解決了速度匹配和光纖接口LVDS芯片易失鎖的問題，有效保證了指令的可靠下發以及數據傳輸的準確性，成功將數據傳輸距離擴展至幾千米遠。該卡抗擾能力強，傳輸穩定性高，為高速數據超遠距離傳輸開辟了新的領域。
參考文獻
[1] 劉利生，蘇淑靖，張凱琳.基于LVDS的遠程數據傳輸系統[J].儀表技術與傳感器，2011（12）：38-39.
[2] 姚永興，焦新泉，馬培嬌.高可靠性遠程數據傳輸系統設計[J].計算機測量與控制，2011，19（8）：1968-1971.
[3] 劉欣，張會新.基于LVDS總線的分布式數據綜合器測試系統[J].科學技術與工程，2013，13（34）：10354-10358.
[4] 劉泳銳，張彥軍，劉龍飛.8b/10b編碼實現LVDS交流耦合傳輸中的直流平衡[J].科學技術與工程，2012，12(35)：9693-9696，9701.
[5] 何林飛，田佳月，張曉林.基于光纖傳輸的多路高速數據采集系統[J].電子技術應用，2013,39（3）：77-79.
(收稿日期：2014-03-27)
作者簡介：
甄國涌，男，1971年生，副教授，碩士生導師，主要研究方向：測試系統集成技術與應用軟件技術。
瞿林，男，1989年生，碩士研究生，主要研究方向：電路與系統、高速數據采集。
劉東海，男，1982年生，碩士研究生，主要研究方向：高速數據采集。