摘 要： 首創一種新型的腦電檢測技術。將多路ERP腦電信號分別經各自的前置放大電路、模/數轉換電路進行采樣和A/D轉換，形成多路并行數據流，最后經數據匯集裝置匯集成一路高速串行數據流，再經光纖介質傳輸到計算機進行分析處理。采用該技術的腦電檢測裝置可以滿足對多路ERP腦電信號同時進行高速率(10 kHz每通道)、高精度(24 bit)采樣的要求。軟硬件測試表明,該裝置具有穩定性好、抗干擾能力強、頻帶范圍寬等特點。
關鍵詞: 腦電檢測； ERP腦電信號； 前置放大； 信號采集； 數據匯集
腦電信號是人類最早研究并應用于臨床醫學的生物電信號之一，對它的分析在提高腦部疾病診斷效率和準確性方面有著十分重要的意義。腦電圖(EEG)是通過把電極放到頭皮或大腦皮層上運用腦電采集儀記錄到的腦部生物電活動的波形圖，腦電信號主要頻率在0.5~100 Hz，信號幅值范圍為5~300 μV[1]。事件相關單位(ERP)是一種特殊的腦誘發電位，主要用于對大腦高級心理活動(如認知過程)作出客觀評價，ERP腦電信號的主要頻率在0~2 kHz，信號幅值范圍為零點幾微伏到幾微伏。這就要求ERP腦電檢測裝置擁有更寬的頻帶將慢波細節描述得更清楚，同時需要具有更強的噪聲抑制能力。目前國內腦電圖檢測技術已經相對成熟，但是ERP腦電信號檢測裝置還要依靠國外進口，價格昂貴，所以盡快研制出價格便宜、性能優越的ERP腦電檢測系統是當務之急。
由于微伏級ERP腦電信號相當微弱，很容易被毫伏級外界干擾和內部噪聲所淹沒，將ERP腦電信號放大的同時也不可避免地將干擾信號放大。要想在16 bit以下的采樣系統中分辨清楚，就必須至少放大1 000~ 10 000倍，而這樣干擾信號又會使放大器飽和。此矛盾在常規的放大器中難以解決。有效的解決方案是減小放大倍數同時提高A/D轉換的精度，經過計算采用24 bit的轉換精度，放大倍數只要5~10倍就能滿足要求。大的干擾信號可以在采樣經A/D轉換后通過數字濾波的辦法來去除。
但是，提高采樣精度又帶來新的問題?，F有的高精度A/D采樣芯片大都是∑－⊿型的，它是通過過采樣方法犧牲采樣率來實現高精度的，因此采樣率不高。
常規數字化腦電圖儀是將由電極線引入的多路腦電信號先分別進行模擬放大和濾波，然后經過模擬開關分時切換，形成一路模擬信號進行A/D轉換，再把轉換后的數據通過各種通信介質傳送到計算機中進行處理。對于每個通道4 kHz的采樣率，即使按照16個通道計算，一片A/D轉換器的采樣率也要達到64 kHz，這對于24 bit精度的∑－⊿型A/D轉換器是無法做到的。同時，∑－⊿型A/D轉換器在進行高精度轉換時，要求輸入的模擬信號必須是同一路連續不斷的，不能經過開關的切換。因此現有的常規數字化腦電圖儀并沒有同時解決好對多路ERP腦電信號進行寬帶寬(0~2 kHz)、高精度(24 bit)、高采樣率采樣的問題。
本文提出了一種全新的技術方案[2]。并且應用此方案研制了一款70通道、每通道采樣率高達10 kHz、帶寬為0~2 kHz、采樣精度達24 bit的ERP腦電檢測裝置，較好地解決了技術背景中描述的問題。
1 系統電路設計
1.1 系統整體方案設計
本文提出一種硬件與軟件結合的ERP腦電檢測方案，由前置放大電路、模/數轉換電路、數據匯集電路、數據傳輸裝置、計算機等部分組成[3]。先分路進行高頻率采樣和高精度A/D轉換，每路用一片成本較低的24 bit A/D轉換芯片ADS1251進行10 kHz的采樣和A/D轉換。然后用一種高速的匯集電路將各分路轉換后的數據流按照一定的幀結構匯集成一路高速的數碼流，再經過光纖隔離并通過USB2.0接口傳輸進入電腦進行分析和處理。系統整體設計框圖如圖1所示。
這種ERP腦電信號采集技術可以在不加入50 Hz工頻陷波器的條件下有效地抑制50 Hz工頻干擾，可應用于70導臺式/便攜式ERP腦電檢測系統。
由于本方案中的A/D采樣只是針對一路的模擬信號，因而可以采用低成本高精度的∑－⊿型A/D轉換器，使得每一路信號在高頻率(10 kHz)采樣時的轉換精度都能達到24 bit。采用傳統方案是無法實現的。
1.2 前置放大電路設計
ERP腦電信號首先通過貼在人體頭皮上的電極引入到前置放大電路，伴隨著腦電信號會有很多干擾和偽跡，這些無用信號往往比有用的腦電信號大幾百甚至上千倍。這就要求前置放大器既能放大ERP腦電信號又有抑制干擾信號的能力[4]。因此選擇了高共模抑制比和高輸入阻抗的儀表放大器AD620。為了不讓干擾信號將放大器飽和，就要使放大器處于低增益狀態，放大倍數被控制在5~10倍。這樣可以使輸入信號的動態范圍擴大到±300 mV。前置放大電路如圖2所示。
1.3 抗混疊濾波電路設計
為了使后面的A/D采樣電路工作在10 kHz采樣率下滿足抽樣定理的條件，必須限制輸入到A/D采樣電路信號的頻率范圍。本文采用了一個二階低通有源濾波電路，將輸出信號的頻帶限制在0~2 kHz?？够殳B濾波電路如圖3所示。
1.4 A/D轉換電路設計
采用高精度的A/D轉換來滿足分辨微伏級信號的要求，每路各采用一片低成本高精度的∑－⊿型A/D轉換器ADS1251來進行模/數轉換[5]。這樣就避免了模擬信號的通道間切換給∑－⊿型A/D轉換器帶來的致命影響。因此可以使每一路的采樣率達到10 kHz的同時轉換精度能達到24 bit。
1.5 數據匯集與傳輸電路設計
由于本文是對多路ERP腦電信號分別進行高速采樣和高精度A/D轉換，因而會同時產生多路高速的數據流。這些大量的多路數據必須按照一定的數據格式形成一路更高速度的數據流才可以方便地輸入計算機進行處理[6]。本文采用一種高速數據匯集電路，將70路轉換后的數據匯集成一路高速的數據流，同時插入同步信息，經過光纖隔離電路再通過USB2.0接口傳輸給上位機，完成采樣數據的接收和控制命令的下發。該部分電路是這一新型ERP腦電檢測技術得以實現的核心電路，電路框圖如圖4所示。
2 測試結果比較分析
2.1 基于VC++測試平臺的設計
本文采用基于VC++的軟件測試平臺進行電路性能參數測試。該平臺以軟件的方式代替硬件，方便修改、維護和添加新功能，具有極強的靈活性。程序有通道選擇(1~70通道)、低通/高通濾波、50 Hz工頻陷波、波形顯示等功能。
2.2 系統測試分析
測試項目包括電壓、通頻帶、噪聲電平、共模抑制比、共模電壓輸入范圍、差模電壓輸入范圍、采樣率、分辨率等測試。
共模抑制比測試電路如圖5所示。將信號源地與放大器地連接，放大器兩個差分輸入端(ACT與REF)短接并與信號源輸出連接，運行測試程序進行采樣，關閉軟件50 Hz陷波，信號源輸出2 V/50 Hz信號，讀取對應的50 Hz峰峰值V50為14.583 μV，如圖6所示。根據公式CMRR=20log(2/V50)計算出共模抑制比為102.7 dB。
在測試噪聲電平時，將輸入端對地短路，運行測試程序進行采樣，低通濾波截止頻率分別設定為10 Hz、100 Hz、1 kHz、2 kHz，讀取對應的噪聲峰峰值SVpp如圖7所示。根據公式Srms=SVpp/6.6計算出有效值噪聲Srms值。
經計算，低通濾波截止頻率為10 Hz時，SVpp為0.395 V，Srms為0.06 V;低通濾波截止頻率為100 Hz時，SVpp為1.622 V，Srms為0.25 V;低通濾波截止頻率為1 kHz時， SVpp為6.942 V， Srms為1.05 V;低通濾波截止頻率為2 kHz時，SVpp為9.324 ，Srms為1.41 V。
同理，測得電壓精度為98.2%；通頻帶完全達到1~2 kHz(2 kHz電壓幅度僅下降0.7 dB)；差模輸入范圍為0~480 mV；采樣率為10 416 S/s；放大器增益為8時的分辨率為0.037 ?滋V。
本文設計的ERP腦電信號采集裝置成本較低， 針對每一路模擬信號真正實現了24 bit轉換精度，從而可以大大降低前置放大器的增益，簡化電路設計，大大提高了輸入動態范圍。針對每一路模擬信號真正實現了10 kHz的采樣率，從而大大提高了所采集腦電信號的帶寬，為腦電信號中高級認知電位(事件相關電位)分析提供了技術支持。混合在有用信號中的大幅度的干擾信號可以在轉換后的數據中通過計算機軟件處理的方法（如軟件濾波和疊加平均）加以去除，從而提高抗干擾的效果，降低抗干擾的成本。
軟硬件測試表明，系統穩定可靠。系統已經進入樣機生產階段，不久就能量產。
參考文獻
[1] 聶能,堯德忠,謝正祥.生物醫學信號數字處理技術及應 用[M].北京：科學出版社，2005.
[2] YAZICIOGLU R G, MERKEN P, PUERS R. A 200 μV eight-channel EEG acquisition ASIC for ambulatory EEG systems[J]. IEEE Journal of Solid-state Circuits， 2008，43 (12)：3025-3038.
[3] 王三強.腦電信號采集系統設計及在腦-機接口中的應用研究[D].重慶：重慶大學,2006.
[4] 甘建偉,秦付軍,王鵬. 基于FPGA的高速多通道數據采集系統設計[J].電子技術應用,2013,39(4):55-57.
[5] 朱岸青,陸裕奇,王會進.腦電監護分析系統的軟件設計與實現[J].暨南大學學報(自然科學版),2007,28(1)：56-60.
[6] 黃河濤,杜玉曉,董建.μV級腦電信號采集系統的關鍵技術[J].實驗室研究與探索，2009,28(9)：72-76.