0 引言

　　近年來，隨著環境污染和能源危機的日益嚴重,混合動力受到了廣泛關注?；旌蟿恿υ?、雙向DC-DC變換器和發動機的結構已經出現于混合動力列車中。

　　并聯技術因為具有低電流紋波、高開關頻率、較小磁元件體積及低功率開關器件的應力和快速動態響應等特點而常常被應用于一些電流較大場合[1-3]。

　　德國的LATAIRE P[4]研究的交錯并聯雙向DC-DC變換器主要適用于30 kW的混合動力系統，目前仿真研究已經完成,車載在線實驗也正在進行。

　　文獻[5]-[6]主要運用交錯并聯技術于混合電動汽車和燃料電池的能量轉換。除了傳統的雙閉環PI控制方法，文獻[7]在PI控制器中加入了滑模變結構控制策略，文獻[8]對目前并聯均流技術原理和主要均流方法進行了分析。

　　本文在結合上述研究成果的基礎上，設計了一種運用于混合動力列車的混合動力系統的能源控制器，混合動力系統結構示意圖如圖1所示。

　　與其他車載能源系統不同的是：(1)該混合動力能源系統采用動力電池源與超級電容并聯輸出模式，設計了兩套交錯并聯型拓撲結構的大功率DC-DC變換器；(2)依靠于電網的直流母線，交錯并聯雙向DC-DC變換器可以工作于Boost模式與Buck模式，根據能源需求實現向負載供電或完成能量回收；(3)該系統的交錯并聯結構雙向DC-DC變換器的控制器采用的是數字式電流自動均衡型雙閉環控制控制器。

1 建模與策略

　　1.1 交錯并聯DC-DC拓撲結構

　　考慮到混合動力列車的大功率需求，為了提供足夠大的輸出電流，減小輸出電壓紋波值，有效地提高動態響應，在控制器設計上采用了移相式的電壓電流雙閉環PI控制。雙向交錯并聯雙向DC-DC變換器如圖2所示。

　　在進行升壓Boost模式運行時，功率器件（VT1、VT3、D2、D4）進行換流工作，其中開關管VT1與VT3的驅動脈沖相差180°。根據開關管VT1與VT3占空比D(D>0.5，D=0.5，D<0.5)的不同情況，Boost的運行模式又可分為3種情況(本文以Boost(D<0.5)為例)。

　　由圖3可知，當處于D>0.5時，開關管VT1與開關管VT3輪流開關，由于兩路電阻的不均衡（電感內阻、電路內阻、開關器件內阻等）將會引起兩路的電流不均衡，將兩路的電流做差集得到Δid，從而可以得到：

　　式中，TS為開關管的開關周期，iL1是流過電感L1的電感電流，IL1是流過電感L1單位周期內的平均電感電流；同理，iL2是流過電感L2的電感電流，IL2是流過電感L2單位周期內的平均電感電流。

　　1.2 控制器設計

　　為了解決上述電感不均流問題，本文將采用一種數字式電流自動均衡型雙閉環控制控制器，整個控制模塊包括：輸入與輸出電壓檢測電路、輸入電流檢測電路、支路電流檢測電路、PWM發生器、均流控制器，如圖4所示。

　　假定：(1)所有的開關器件在開關性能上都是線性的；(2)模型1(Module1)和模型2(Module2)的主電感的電感值相同；(3)模型1(Module1)和模型2(Module2)的PWM相位相差180°；(4)電路均工作于CCM模式。

　　以Boost為例，超級電容或動力電池組(480 V)通過雙向DC-DC變換器向負載提供功率，反饋輸出電壓Vf與設定電壓Vref差值比較后得到誤差值e，差值e通過VC(PI控制器)得到總的電流的設定參考值iref，然后對iref平均化得到各個支路的電流參考值，再加上電流的采集補償量Δir，得到輸入理想電流后通過IC(PI控制器)，最后通過調節開關頻率（PWM）以達到電流自動均衡型雙閉環控制。補償量Δir具體算法過程如圖5所示。

　　補償量Δir是通過計算兩條支路電流的數值積分均值，再將兩者做m（m一般取值為5～10）次平均差值計算所得：

　　設置電流差值的閾值Δir_th，通過比較來確定是否發生電流不均衡現象：

　　|Δir[n]|≥Δir_th

　　|Δir[n]|<Δir_th(3)

　　當出現電流不均衡的情況時，需調整電流的參考值，通過Δir來補償電流的參考值：

　　其中Δir1[n]和Δir2[n]分別是對電流支路(Ⅰ)與電流支路(Ⅱ)的參考值的補償，Δir1[n]=Δir2[n]=1/2Δir[n]， 通過上述計算可以實時對電流進行均衡化。

2 控制系統的仿真

　　為了驗證上述分析的正確性，本文通過MATLAB仿真軟件Simulink的SimPowerSystem模塊對圖4中的雙向并聯DC-DC能源變換器進行仿真，通過兩支路的電流波形圖來驗證數字式電流自動均衡型雙閉環控制控制器的均衡效果。雙向并聯DC-DC的具體參數見表1。

　　仿真中，電源輸入為480 V，輸出電源參考為720 V，電流的限制上下限為正負200 A，負載采用的是電感電阻式負載，兩路DC-DC的開關頻率為10 kHz，控制方案采用移相式電流自動均衡型雙閉環電流電壓控制方式。

　　首先，采用移相式電流自動均衡型雙閉環電流電壓控制方式，在電源電壓發生波動時，測量系統輸出電壓電流動態響應。仿真結果如圖6、圖7所示。

　　圖6為電源電壓輸入與電壓輸出波形圖，動力電池組與超級電容組的輸入電壓均為480 V，輸出電壓波形在0.058 s便基本達到穩定，穩態誤差為0.833%，系統在雙閉環控制下能夠快速、穩定地達到預期效果，滿足混合動力列車動態響應快的需求。

　　由于運行過程中電能的耗費與不穩定，動力電池組與超級電容組的供給電壓會出現一定的波動，圖7為輸入電壓在0.08 s時跳變下降20 V后，電源系統的輸出電壓波形圖，可見，當輸入電壓出現變換時，在雙閉環控制系統下，系統能夠實時跟蹤參考電壓，經過約0.08 s后，電壓重新穩定在參考電壓附近，滿足混合動力列車抗干擾的需求。（上述均工作于能量正輸出模式。在能量反饋回收，工作在BUST狀態仿真時，同樣驗證了系統穩定、響應速度快的特性，此處不再贅述。）

　　然后，分別采用移相式電流自動均衡型雙閉環電流電壓控制方式和不加電流均衡的雙閉環電流電壓控制方式對模型進行仿真，分析控制方案對電流均流的作用。仿真結果如圖8、圖9所示。

　　圖8為支路的電感阻抗分別為ir-L1=6 mΩ和ir-L2=4 mΩ、不加均流控制器下的PI控制的電流波形圖，采用的不加電流均衡雙閉環電流電壓控制方式雖然使得輸出電壓能穩定、快速地達到預定值，但是在仿真的初期會由于支路的電感阻抗不相等而出現電流不均衡的現象，電感L1的平均電流為10.61 A，電感L２的平均電流為10.27 A，兩條支路電感平均電流的差值為0.34 A。

　　圖9為支路加入了自均流控制器下的移向雙閉環電流電壓控制的電流波形圖。仿真初期，電感L1的平均電流為10.451 0 A，電感L2的平均電流為10.450 7 A，電感平均電流的差值低于0.01 A。

　　可見，加入自均流控制器后電流自動均流得到了改善，電感電流的差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，驗證了上述理論方案與算法的可實踐性。

3 結論

　　本文實現了將移相式電流自動均衡型雙閉環電流電壓控制的雙向并聯DC-DC用于混合動力列車的車載能源系統。利用電壓外環使電壓精確地維持在給定值；電流環能使系統有更好的靜動態特性，確保系統的安全。移相雙向并聯模式的DC-DC不僅能夠實現能量傳遞的控制，而且電路的開關器件電流應力比傳統DC-DC變換器的減少一半，紋波也減半。此電流自動均衡算法達到了并聯各支路電流的平衡，加入自均流控制器后各支路電感平均差值得到了改善，電感電流的平均差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，效果良好。

　　參考文獻

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