0 引言

    隨著便攜式電子產品的不斷發展，功率放大器的性能對產品質量有著重要的影響。傳統的線性功放（A、B、AB類）雖然有良好的線性度和THD等性能，但都有共同的缺陷，如效率都低于50%、功耗大，制約其在便攜式產品上的應用^[1]，而高效率、節能、低失真、體積小的D類功放應用日益廣泛^[2-3]。 

    本文采用CSMC 0.5 μm CMOS工藝，設計了一款雙模式控制，防失真的K類音頻功率放大器。相比于傳統D類功率放大器大幅提高了總諧波失真+噪聲和效率。芯片通過一線脈沖控制來選擇系統處于普通工作模式或防失真工作模式。當處于防失真工作模式下，輸入信號幅度過大時，系統會自動調整放大器的增益，自動限幅，從而避免了輸出信號出現失真。

1 電路原理與實現

    本文提出的雙模式控制、防失真K類音頻功率放大器的電路原理如圖1所示。電路中包含基準電路，延時啟動電路，防失真控制電路，控制模塊，電荷泵升壓電路，PWM調制級，輸出級和保護電路等。電路上電后，置高電平，基準電路產生VCC/2的共模電平，用于系統中的啟動延時電路、輸入放大器和作為積分器共模反饋的比較電平。

    在傳統D類功放基礎上，系統中加入升壓模塊電路和增益控制電路，升壓模塊電路提供內部PVDD保證系統恒定的輸出功率。當出現失真時，信號會出現較長時間的高電平或者低電平，此時增益控制電路給開關電容充電產生控制電壓。開關控制電路根據控制電壓輸出一定占空比的矩形波，以此來控制增益控制電路的控制開關，自動調整系統增益的變化。

1.1 雙模式控制系統

    本系統針對不同用途設計了雙模式控制的電路，雙模式控制電路通過一線脈沖選擇工作模式，提高了芯片應用范圍?？刂圃砣鐖D2所示，通過一線脈沖信號的上升沿個數決定芯片的工作模式。當信號拉高時，即一個上升沿，芯片啟動開始工作，工作在普通模式；而高→低→高的脈沖信號時，即兩個上升沿，芯片進入防失真工作模式。

    其中T_HI指脈沖的高電平寬度，T_LO指脈沖的低電平寬度，T_OFF 指芯片進入關斷模式所需的低電平時間，至少持續300 μs，芯片進入關斷模式，關斷模式下的功耗低至0.1 μA以下。

    具體電路如圖3所示，芯片SHDN腳輸入“一線脈沖”信號，內部兩個端，兩個PIN腳通過外部封裝把線連在一起，統一用SHDN表示。SHDN為低電平或懸空時把整個芯片關斷，為高電平時電路開始工作。圖中倒筆管類型的反相器具有延時功能，控制D觸發器的CP脈沖信號。每一CP上升沿到來時其Q和QN都要翻轉一次，具有二分頻功能。 

    D觸發器在VCC上電但SHDN懸空的時間里，使N1信號拉低復位，兩個D觸發器輸出低電平（Q=0，QN=1），工作在普通模式。電路在芯片正常工作以后，SHDN的第一個高脈沖到來時觸發器開始工作，Q端輸出高電平，即X1翻轉一次并輸入到后級控制增益，電路工作在防失真模式。第二個高脈沖到來時，X2才翻轉。SHDN端采用一線脈沖控制方式，該脈沖頻率至少要大于5 KHz，否則芯片將隨這個一線脈沖頻率不斷地開啟與關斷。

1.2 防失真控制系統

    輸入信號過大或電池電壓下降等情況會造成輸出信號失真，過載的信號會對揚聲器造成永久性損傷。通過檢測放大器輸出的失真，自動調整系統增益可實現芯片的防失真功能。

    增益調整原理如圖4所示，積分器用RC實現，具有低通濾波器的特性^[4]。傳輸函數為：

    根據上述積分器基本原理，增益改變原理如圖5所示。V_in為輸入信號，前置放大器的輸出信號V₁和開關函數U(t)相乘，得到抽樣信號V₂，V₂再通過低通濾波器得到輸出信號V_o。

    前置放大器增益為A1，開關函數U(t)占空比為r，角頻率為ω_c，則U(t)的傅里葉展開式：

根據式(7)，只要改變U(t)的占空比，就可以改變系統的增益。

    調制電路結構如圖6所示，信號經前置放大器放大后送入積分放大器濾波放大，音頻信號進入PWM調制模塊，產生脈沖寬度隨信號幅度變化的PWM波(P1和P2)。積分器1運放增益開關S1和S2剛好反相，S1始終斷開，S2始終閉合，開關S3由一線脈沖控制，即前級的信號X1=0，S3斷開；X1=1，S3閉合。

    中間虛線框為增益控制電路：第一級運放輸出信號受一對傳輸門控制，當檢測到運放輸出幅度C1_PLUS或者C2_PLUS大于某一值時，M1和M2打開，使第二級運放輸入被屏蔽，輸出幅度減小。具體增益控制信號產生電路如圖7所示。

    比較器同相端V1為固定電位，反相端V2取兩級運放輸出的共模電平1/2VCC，兩者通過比較檢測出最大信號輸出幅度。比較器輸出端控制數字模塊，數字模塊產生4路的開關信號控制開關電容網絡，進而產生開關函數信號U(t)。

    V4和V5為相位相反、頻率相同的三角波，V6為固定電平1/2VCC。電路存在兩種極限情況：(1)當信號幅度始終小于最大信號輸出幅度，即同相端永遠小于反相端時，輸出Y始終為“0”；(2)當信號幅度為1/2VCC很小，即同相端永遠大于反相端時，輸出Y始終為“1”。

    Y分別等于0和1時，數字模塊產生4路開關信號[5]：S1、S2、S3、S4，推斷出1/2VCC經過開關電容網絡后的輸出電平VC，進而推導出傳輸門開關信號OUT1和OUT2，以此決定M1和M2是否打開。

    信號Y是隨著頻率變化的方波信號，當信號幅度超過最大信號輸出幅度時，Y=1，否則Y=0。產生的VC是一個介于0~1/2VCC的某電位，傳輸門控制信號OUT1和OUT2也是一個方波頻率信號，其占空比與VC電位有關，信號幅度越大，被檢測的Y高電平的時間也越長，VC這個電位也越高，傳輸門導通的時間越長，運放被關斷時間越多，直至這個電位升至1/2VCC，運放輸出全部被屏蔽，這樣就起到了自動增益控制功能，有利于防止信號幅度過大時輸出產生失真。

2 實驗結果與分析

    基于CSMC 0.5 μm CMOS工藝模型，采用Cadence的spectre對整個電路進行了仿真。圖8是當輸入信號在0～5 V范圍內，輸入1 kHz正弦信號芯片的輸出波形，圖8(a)是正、負輸出端信號波形，圖8(b)是輸出之差濾波后的波形，和分別為負載兩端的信號；信號與之差即體現為負載上的信號，幅度約為1.5 V；可見通過增益控制調節電路自動限幅，輸出削波基本消失。圖9是芯片照片，尺寸約為 1.4 mm×1.8 mm。

    從圖10測試結果可見，在電源電壓V_DD=3.6 V，輸出端分別接一個33 μH的電感，再接一個8 Ω的電阻到地(即RL=8 Ω+33 μH)，輸入1 kHz正弦波信號時，該功放的總諧波失真與噪聲之和隨輸出功率變化的關系。當輸出功率接近功放的最大額定輸出功率時，THD+N的值急劇上升。在負載為8 Ω，輸出功率1 W條件下，THD+N的值僅0.2%。

    圖11給出了當V_DD=4 V，輸入信號f=1 kHz，V_in在0~3 V范圍內，輸出端負載RL=8 Ω+33 μH時，普通模式下的輸出功率2 W；防失真模式(NCN)下輸出功率僅為1.6 W。因此本文提出的防失真控制系統能保證功放在良好的THD+N和輸出功率的情況下，增大其信號輸入范圍。

3 總結

    本文基于CSMC 0.5 μm CMOS工藝設計了具有雙模式控制、防失真的內部集成升壓電路的超大音量輸出高效率音頻功率放大器。實測結果表明：相比于文獻[6]所提出的結構，本文提出的雙模式控制系統和防失真控制系統的設計有著更好的性能?？梢员ＷC功放在5 V電源電壓下，輸出端接感性負載RL=8 Ω+33 μH時，在具有良好的THD+N和輸出功率的情況下，大幅度增加信號輸入范圍，即在0~3 V信號范圍內保持THD+N為0.2％，最大功率輸出2 W，有效避免失真帶來的影響。

參考文獻

[1] 樊養余，于澤琦，袁永金，等.基于FPGA的高性能D類功放控制器設計與實現.信息工程與電子技術.2014(4)：36-39.

[2] DAPKUS D.Class-D audio power amplifiers：an overview.ICCE 2000，Digest of Technical Papers，Los Angles：ICCE，2000：400-401.

[3] NYBOE F，KAYA C，RISBO L，et a1.A 240 W monolithic class D audio amplifier output stage[C].Solid-state Circuits Conference，2006:1346-1355。

[4] FOONG H C，TA M T.An analysis of THD in class D Amplifiers[C].Proc of IEEE APCCAS：Singapore，2006：724-727.

[5] BICHADER A.Design of analog CMOS and integrated circuits[M].Xi′an：Jiao Tong University Press，2002：391-404.

[6] 許程成，周長勝.D類音頻功放的自動增益控制系統[J].半導體技術，2010(7)：723-725.