旋轉變壓器(resover)包含三個繞組，即一個轉子繞組和兩個定子繞組。轉子繞組隨馬達旋轉，定子繞組位置固定且兩個定子互為 90 度角(如圖 1 所示)。這樣，繞組形成了一個具有角度依賴系數的變壓器。

圖 1：旋轉變壓器及其相關信號

將施加在轉子繞組上的正弦載波耦合至定子繞組， 對定子繞組輸出進行與轉子繞組角度相關的幅度調制。由于安裝位置的原因，兩個定子繞組的調制輸出信號的相位差為 90 度。通過解調兩個信號可以獲得馬達的角度位置信息， 首先要接收純正弦波及余弦波， 然后將其相除得到該角度的正切值，最終通過“反正切”函數求出角度值。由于一般情況下要使用 DSP進行算術處理， 因而需要將正弦及余弦波數字化。 目前市面上有幾種具備這些功能的專用產品，然而其價格昂貴，對于大多數應用而言需要尋求其他替代方案。目前有一種最為常用的方法是，檢測輸出信號中載波頻率的峰值來觸發模數轉換器(ADC)。如果總是在這一時間點轉換調制信號，則將消除載波頻率。由于更高分辨率的增量累加(Δ-∑)ADC 總是在一段時間內對信號進行積分采樣，因此它將不僅僅轉換峰值電壓，因而需要采用諸如 TI ADS7861或 ADS8361 等逐次逼近 ADC，分辨率也被限制在 12~14 位。 這種方法還需要使用幾種電路模塊，必須生成合適的正弦載波，必須在合適的時間點觸發轉換過程，且 ADC 必須對信號進行同步轉換。這樣不僅增加了成本，且分辨率有限。

新概念使用過采樣方法，并將解調移至數字域內，調制信號的過采樣采用雙通道 Δ-∑調制器 ADS1205，數字濾波器芯片 AMC1210 用于調制器輸出的解調和抽取(decimation)。 調制器僅產生位流，這不同于 ADC 中的數字概念。為了輸出相當于模擬輸入電壓的數字信號，必須使用數字濾波器來處理位流。 正弦濾波器是一種非常簡單、 易于構建且硬件需求最少的一種濾波器。 那些頻率為調制器時鐘頻率除以過采樣率所得值的整數倍的信號將被抑制， 這些被抑制的頻率點稱為陷波(notch)。在此新概念中，積分器的抽取率設定的原則是使載波頻率落入到某一陷波頻率。 但首先需要對信號進行解調， 否則角度信息將與載波頻率一起被忽略。該任務由 AMC1210 完成。AMC1210 具有四個通道，每個通道均提供如圖 2 所示的濾波器結構。

圖 2：AMC1210 的數字濾波器結構

AMC1210 也可用于測量電流。在本例中，我們將比較器濾波器(comparator filter)用于過電流保護，能夠在低分辨率情況下實現快速響應(如圖中藍色部分所示)。$部分在較低采樣率情況下能夠產生更高分辨率的輸出，這部分用于控制環路。根據應用的需要，在這里可以使用正弦濾波器及積分器來優化濾波器的結構。此外，該通路還可用于濾波及解調。 首先，AMC1210 中的正弦濾波器對調制器的位流進行濾波，以將其轉換為中等分辨率、中等速率的數據字。對 ADS1205 而言，最高效的三階正弦濾波器的過采樣率(OSR)為 128。過采樣率超過 128 時，OSR 每增加一倍，信噪比僅增加 3dB。在解調過程后利用積分器可以達到同樣的效果，而且還能縮短濾波器的延遲時間。將 OSR 設為 128 時會產生一個 14 位的數字調制信號，其數據速率為：

該等式中，fmod 表示調制器的時鐘頻率，該時鐘頻率在調制器中降為原來的一半。在下例中，當時鐘信號頻率為 32.768MHz 時，三階正弦濾波器的數據速率為 128kHz?，F在需要對信號進行解調(如圖 3 所示)。

圖 3：AMC1210 內部的解調過程示例

這表示當未調制載波為正時，14 位數字信號須乘以+1，若未調制載波為負則須乘以-1。我們需要考慮到載波信號通過旋轉變壓器、 線圈、 調制器以及正弦濾波器時產生的延時。 因此，AMC1210 具有相移校驗功能，能夠在相移 90 度內正常工作。若相移超過此范圍，則必須在寄存器中編程。 最后，積分器 OSR 的設定原則是：載波頻率是整個濾波器傳輸函數陷波的整數倍。在時域中，這等同于在多個載波周期內求積分。這樣就完全抑制了載波頻率。在此例中，如果積分器的 OSR 為 16，則分辨率提高 2 位(0.5 位/因數 2)。然而輸出信號的幅度降低了 3dB(-0.5 位)，原因是積分器產生的是解調信號的平均電壓而非峰值電壓。 總結：AMC1210 的輸出為數字正弦波或余弦波，數據速率為 8kHz，噪聲性能為 15.5 位。該信號的幅度比輸入調制信號降低了 3dB。