0 引言

　　振蕩器是無線通信系統中的一個核心模塊，通常應用于鎖相環系統中，為收發機提供穩定的本地載波信號[1]。如何設計一款低相位噪聲[2-3]、高效率[4]、高諧波抑制[5-7]的振蕩器一直是微波電路研究的重點。平面微波振蕩器由于工作頻率較高，用以諧振和匹配的微帶線網絡尺寸通常較小，因而具有小型化、低成本的特點，從而備受相關研究人員的關注。有源器件如雙極性晶體管和場效應晶體管，作為振蕩器的核心部件，通過適當地偏置和正反饋使其工作于不穩定區來產生負阻，從而將直流功率轉化為射頻輸出功率。所以選擇一款低噪聲、高增益和低直流功耗的晶體管將有利于提高振蕩器的相位噪聲、輸出功率和工作效率。振蕩器輸出信號中除基波外還包含多次諧波分量，而二次諧波在所有高次諧波中功率最大，因而對振蕩器的影響最大。一般用于振蕩器的晶體管對二次諧波具有一定的抑制度，但抑制效果通常不太理想。

　　一款高效率、高二次諧波抑制的振蕩器有利于延長移動通信系統的電池壽命和降低對后級濾波器的要求。本文針對振蕩器工作效率和二次諧波抑制，分別從晶體管直流偏置狀態和輸出匹配網絡進行合理選擇和設計，實現了振蕩器的高效率以及高二次諧波抑制。

1 負阻振蕩器分析與設計

　　1.1 負阻振蕩器原理分析

　　典型的雙端口晶體管振蕩器電路模型如圖1所示。在晶體管負阻振蕩器中，我們常常利用正反饋使共源或共柵的晶體管工作在不穩定區，再選擇合適的終端網絡，使得從晶體管輸入處看進去的負阻較大。假設從晶體管輸入處看進去的阻抗Zin為：

圖1  雙端口晶體管振蕩器電路

　　諧振網絡阻抗ZL為：

　　其中Rin為晶體管輸入阻抗Zin的實部，Xin為Zin的虛部，RL為諧振網絡阻抗ZL的實部，XL為ZL的虛部。

　　則在實際應用時，通常選取諧振網絡的阻抗ZL應滿足：

　　當振蕩產生在諧振網絡和晶體管之間時，同時在輸出匹配網絡也產生振蕩[8]。

　　1.2 負阻振蕩器設計與仿真

　　如圖2所示為負阻振蕩器原理圖。選用CEL公司的NE3514晶體管來產生負阻，NE3514晶體管為HJFET(異質結型場效應晶體管)，該晶體管在典型直流工作條件下，在11 GHz附近的增益大于12 dB，噪聲系數小于0.4 dB，因此適合用于高效率低相位噪聲振蕩器的設計。晶體管采用共柵結構，在晶體管柵極增加一段微帶線和一個對地電容Cg，能夠增加其不穩定性。輸出端加載1/8工作波長開路線的匹配方式，能有效抑制二次諧波。

圖2  負阻振蕩器原理圖

　　根據式(1)～式(4)，諧振網絡的阻抗應滿足：

　　1.2.1 直流偏置對振蕩器工作效率影響

　　表1所示為晶體管在漏源電壓VDS=2 V時，振蕩器工作效率隨柵源電壓變化的對比表。由表1可以看到，隨著柵源電壓的增加，振蕩器的直流功耗在增加，但其輸出射頻功率并沒有明顯的變化，導致工作效率降低。

　　表2所示為晶體管在柵源電壓VGS=-0.5 V時，振蕩器工作效率隨漏源電壓變化的對比表。由表2可以看到，晶體管在VDS=1.5 V和VDS=2 V時的效率較高，考慮到實際PCB板和電阻電容等的寄生損耗，實際射頻輸出功率會比仿真結果小，直流功耗偏置狀態太低還會導致晶體管不容易起振。綜合以上因素考慮，本文選取晶體管的直流偏置狀態為VGS=-0.5 V，VDS=2 V。

　　1.2.2 改善振蕩器二次諧波抑制度方法

　　圖3為加載1/8工作波長開路線輸出匹配網絡的原理圖，圖4為輸出匹配網絡經過一個隔直電容到負載的原理圖。利用ADS仿真軟件對它們進行S參數仿真，仿真結果如圖5所示。

圖3  不帶隔直電容的輸出匹配網絡原理圖

圖4  帶隔直電容的輸出匹配網絡原理圖

　　由圖5中虛線可知圖3加載1/8工作波長開路線的輸出匹配網絡對二次諧波抑制約為15 dBc。分析可知該1/8工作波長開路線在二次諧波頻率處相當于1/4波長開路線，也即是相當于一個對地的帶通濾波器，因而有效地抑制了二次諧波。

圖5  加載1/8工作波長輸出匹配網絡的S參數仿真

　　圖4中隔直電容的仿真采用村田公司網站提供的模型，選取不同的電容，利用ADS仿真得出其在基頻和二倍頻處的阻抗，如表3所示。選取基頻處阻抗值最小，而二倍頻處阻抗值最大的電容0.5 pF作為輸出的隔直電容。由圖5中實線可得該帶隔直電容的輸出匹配網絡能進一步有效抑制二次諧波，使得二次諧波的抑制達到了25 dBc以上。分析可知這里利用了電容在基頻附近的自諧振，使基頻幾乎能無損耗的通過，而高于電容的自諧振頻率時，該電容的寄生電感起主要作用，其阻抗隨頻率的增加而增加，使得在二次諧波頻率處其阻抗較大，從而加強了二次諧波抑制。

　　利用ADS中的聯合仿真功能對振蕩器進行諧波平衡仿真，仿真結果如圖6所示，仿真振蕩頻率為10.97 GHz，輸出功率8.685 dBm，二次諧波抑制度為46.187 dBc。

圖6  諧波平衡仿真

2 測試結果與分析

　　圖7為振蕩器的實物圖，整個PCB板的大小為19 mm×20 mm，測試結果分別如圖8和圖9所示。

圖7  負阻振蕩器實物圖

圖8  振蕩頻率及二次諧波抑制度實測結果

（a）偏離振蕩頻率100 kHz相噪

（b）偏離振蕩頻率1 MHz相噪

圖9  實測相位噪聲

　　柵極所加電壓VGS=-0.5 V，漏極所加電壓VDS=2 V時，測得工作電流為7 mA。振蕩器的直流功耗僅為14 mW。由圖8可得振蕩頻率為10.81 GHz，輸出功率為8.02 dBm，二次諧波抑制度為48 dBc，振蕩器的工作效率為45%。

　　根據頻譜儀測量相位噪聲公式[9]：

　　其中PN（Δf）為頻偏處相位噪聲（dBc/Hz），ΔP為偏離振蕩頻率Δf處的功率值與振蕩頻率處輸出功率的比值，RBW為分辨率帶寬，C為頻譜儀的修正因子，通常取為2.5 dB。

　　結合圖9測試結果可算得偏離振蕩頻率100 kHz和1 MHz處的相位噪聲分別為-90.19 dBc/Hz和-123.43 dBc/Hz。

　　表4所示為本文設計振蕩器與參考文獻中振蕩器的性能對比（參考文獻來自2014-2015年）。由對比結果可以看出，利用文中所提出的方法設計的振蕩器在工作效率和二次諧波抑制度方面具有很大的優勢。

3 結論

　　本文基于負阻振蕩理論，利用ADS仿真工具設計了一款X波段負阻振蕩器。從改善工作效率和二次諧波抑制的角度對振蕩器進行設計。通過對晶體管直流偏置狀態與振蕩器工作效率關系的仿真研究，選擇合適的晶體管直流偏置狀態顯著提高了振蕩器的工作效率。通過對晶體管輸出匹配網絡結構進行合理設計，發現加載1/8工作波長開路線的輸出匹配網絡能有效抑制二次諧波。而選擇一個合適的輸出隔直電容，在保證基頻最大輸出功率的同時，能進一步加強二次諧波抑制。最終的實測結果驗證了上述方法的有效性，對高效率、高二次諧波抑制的振蕩器設計提供了很好的指導意義。

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