0 引言

    逆變器是光伏并網發電系統的核心組件，分為集中式、組串式以及微型逆變器^[1-3]。微型逆變器的優勢在于具有較強抗局部陰影能力，體積小、效率高、安全可靠，是光伏發電的主要發展趨勢之一^[4-5]。

    為了適應目前市場上光伏組件的功率等級，交錯反激式微型逆變器得到了廣泛應用^[6]。交錯反激式微型逆變器通過兩個平行耦合的反激式變換器互補工作，較傳統的微型逆變器，具有能增大電路輸出功率，減少輸入輸出電流紋波的優點^[7]。在此基礎上，提出了一種新型帶功率解耦的交錯反激式微逆變器，可以有效地降低功率開關管上的電壓應力和提高微型逆變器的轉換效率。本文首先闡述提出的新型拓撲結構的工作原理，分析在不同模式下的工作過程，計算出各階段工作時間，最后通過仿真和實驗進行驗證。

1 電路結構和工作原理

1.1 電路的拓撲結構

    提出的具有功率解耦功能的新型交錯反激式微型逆變器電路拓撲如圖1所示。系統包括交錯反激式DC/DC變換器，DC/AC逆變電路和LC濾波電路。

    該拓撲一次側在開關管S₁-S₄的控制下，通過解耦電容C₁、C₂和續流二極管VD₁、VD₂進行功率解耦，電路結構簡單。由于電容C₁、C₂先串聯后并聯于直流母線兩端，通過對開關管S₁-S₄的控制，對兩個電容輪流充放電，能有效地降低開關管的電壓應力，減小輸出濾波電容，提高輸出功率。

1.2 電路的工作原理

    反激式變換器有兩種工作模式。以變壓器T₁所在的變換器為例，在模式Ⅰ時，光伏陣列的輸出功率P_PV大于逆變器的瞬時輸出功率P_ac，剩余能量對電容解耦C₁進行充電。在模式Ⅱ時，光伏陣列的輸出功率P_PV小于逆變器的瞬時輸出功率P_ac，通過控制開關管，使解耦電容C₁輸出能量，與光伏組件同時向電網輸出功率。圖2示出不同模式下變壓器T₁勵磁電流i_Lm1、二次側電流i₂以及驅動信號波形。

    以變壓器T1所在的反激式變換器為研究對象，采用電流斷續型(DCM)控制策略，研究兩種不同模式下逆變器的工作狀態。

    模式Ⅰ：P_PV>P_ac，解耦電路有4個工作階段。

    階段1(t₀-t₁)：如圖3(a)所示，開關管S₁、S₂開通，光伏組件向原邊電感儲能，勵磁電流線性上升至：

式中，L_m1為變壓器勵磁電感，U_in為原邊輸入直流電壓,d₁T_s為此階段工作時間。得到階段1工作時間為：

    階段2(t₁-t₂)：如圖3(b)所示，開關管S₁關斷，勵磁電感中能量對解耦電容C₁進行充電。勵磁電流線性下降，直到t₂時刻勵磁電感中的能量正好等于二次側需求的能量,將S₂關斷。根據一、二次側能量守恒原則，可以得到在t₂時刻：

    階段3(t₂-t₃)：如圖3(c)所示，副邊電流i₂通過開關管S5向電網傳遞能量。假設電網電壓恒定，在一個周期內的二次側電流i₂(t)為：

式中，N=n₁/n₂為原副邊匝數比，并網瞬時電壓u_ac=Usin(ωt)，L_m2為副邊勵磁電感。

    二次側電流在t₃時刻下降到0，此階段工作時間：

    如果P_PV保持恒定，那么占空比d₃也是恒定的，因此，階段3的時間只跟光伏組件的輸出功率有關。

    階段4(t₃-t₄)：如圖3(d)所示，在t₃時刻，二次側電流已降為0，T₁所在電路停止工作，T₂充電電路開始工作。圖3(e)示出變壓器T₂充電模式的第2階段，開關管S₃保持開通，S₄關斷，原邊勵磁電流對解耦電容C₂進行充電。但因為變壓器T₁第4階段的工作時間要包含變壓器T₂的前3個階段，則：

    模式Ⅱ：P_PV<P_ac，解耦電路也有4個工作階段。

    階段1(t₀-t₁)：工作過程類似于模式Ⅰ的第一階段，如圖3(a)所示。求出此階段原邊勵磁電流峰值i_Lp2，代入式(2)便得到第1階段工作時間。

    階段3(t₂-t₃)：副邊電流i₂通過開關管S₅向電網傳遞能量。工作時間分析類似于模式Ⅰ的第3階段。

    階段4(t₃-t₄)：同模式Ⅰ，此時是變壓器T₂的前3階段的工作時間。同樣的，解耦電容C₂向反激式變壓器T2的勵磁電感傳遞能量。

2 參數選擇方案

2.1 解耦電容的選擇

    一定功率和頻率下，解耦電容的容值取決于電容兩端電壓和所允許的紋波電壓：

    由式(15)可以看出，在其他因素不變的情況下，解耦電容C₁、C₂的容值正相關。因此在保證解耦電路穩定的前提下，C₂的取值越小越好。

2.2 勵磁電感的選擇

    交錯反激式微型逆變器是兩個單端反激式變換器并聯的結構，兩個電路交替工作，因此電路工作在DCM模式下的穩態占空比必須低于50%，即：

3 仿真驗證

    為了驗證所提出的三電平交錯反激式微型逆變器電路，使用MATLAB搭建電路拓撲和控制系統的模型，并進行仿真分析。表1為設置的電路仿真參數。

    圖4給出了逆變器的進網電流i_ac、并網電壓v_ac和解耦電容C₁電壓v_c1仿真波形。由圖可知，解耦電容以上述兩種模式進行充放電，其上的電壓紋波表現為穩定的二倍工頻脈動。

    圖5為在兩個工頻周期內的原邊電流i_Lm1以及副邊電流i₂的仿真波形。勵磁電流和副邊電流都是頻率為兩倍工頻的饅頭波形，具有較好的正弦性。

    圖6為充放電模式下變壓器原副邊的電流波形。模式Ⅰ下，原邊電流線性增加到峰值時，改變開關管的通斷，使解耦電容C₁處于充電狀態，電流線性下降到i_Lp，開通S₅，副邊釋放能量；模式Ⅱ下需要解耦電容釋放能量才能達到i_Lp，其他均類似于模式Ⅰ。

4 實驗結果

    搭建了一個250 W、輸出220 V的樣機，輸入電壓為35 V。圖7(a)為模式Ⅰ下主開關管驅動信號，圖7(b)為模式Ⅰ下原副邊電流波形(圖7(b)中1、2號探頭測量的電壓值每10 mV表示1 A)。在模式Ⅰ中，在勵磁電流到達一定值的時候，開關管改變狀態，使電流降低，直到S₅開通，向副邊傳遞能量。

    圖8(a)為模式Ⅱ下主開關管驅動信號，圖8(b)為模式Ⅱ下原副邊電流波形。在模式Ⅱ中，S₄的開通使勵磁電感能夠得到進一步的充電，之后S₅開通，向副邊傳遞能量。

    圖9(a)為樣機輸出電壓v_ac和電流i_ac(1號探頭測得電壓值倍率縮小20倍；2號探頭測量的電壓值每10 mV表示1 A)。樣機輸出的并網電流與電網電壓同頻同向，符合并網要求。圖9(b)為測得的不同并網功率下的效率曲線。逆變器的最大轉換效率為90.6%。

5 結論

    交錯反激的結構提高了微型逆變器的功率范圍，能滿足目前光伏發電市場的需求。本文提出的新型交錯反激式微型逆變器拓撲結構簡單，成本較低并具有較高的變換效率；用薄膜電容代替電解電容，使得逆變器的壽命不再受電容壽命的制約；采用兩個解耦電容實現功率解耦，有效降低開關管兩端的電壓應力。結果表明，該拓撲并網性能好，方案可行。

參考文獻

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[7] 孫玉巍.交錯反激式光伏并網微逆變器研究[D].北京：華北電力大學，2012.

作者信息:

顧石磊1，孫玉坤1，2，張  亮2，黃永紅1

(1.江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江212013；2.南京工程學院，江蘇 南京211100)