引言

    光通信系統的光接收機中前置放大器的性能決定了接收端信號的通信質量，一般要求高跨阻增益，低輸入參考噪聲，寬的動態范圍和高的電源噪聲抑制比等。隨著通信速率的升高，跨阻放大器以低的輸入噪聲和更寬的帶寬成為了設計首選。光接收機中前置跨阻放大器要求長時間連續工作，因此工作環境溫度的變化不可避免的對芯片性能造成影響。為此，必須對放大器進行一定的溫度補償。在光接收機中，輸入光功率和PD二極管的響應度決定了輸入電流，在輸入電流過大的時候，自動使得跨阻增益減小，從而達到輸入范圍擴大的目的。

    雖然目前CMOS工藝的跨阻放大器能夠達到很高的工作速率^[1]，但是在通信速率為10 Gb/s的節點上，CMOS前置放大器芯片往往會消耗更大的功耗，有更高的噪聲^[2]，為提高帶寬而采用無源電感^[3]或者變壓器^[4]不僅占據更大的面積，甚至導致功耗進一步增大。相比CMOS工藝而言，BiCMOS SiGe工藝器件有著更高的截止頻率和相對低的器件噪聲^[5]，這意味著穩定良好的芯片性能和更小的芯片面積符合商用芯片的要求。

1 前置放大器電路設計

    光接收機端一般由跨阻放大器、限幅放大器、時鐘恢復電路和解復用器電路組成^[6]，跨阻放大器位于接收機的最前端，其性能好壞對整個光接收機有決定性的影響。

    本文設計的跨阻放大器如圖1所示。其中輸入級電路將PD輸入的光電流轉換成輸出電流，實現跨阻放大的作用；自動增益控制電路在輸入光電流較大時將跨阻減小，從而擴展輸入動態范圍；溫度補償電路對輸入級電源電壓進行補償，從而使得增益在帶內保持平坦和足夠的帶寬；兩級差分放大電路將輸入級輸出的電壓信號進一步放大的同時，也進行阻抗變換來驅動輸出緩沖電路；輸出緩沖電路匹配外部負載50 Ω；帶隙偏置電路為核心電路提供穩定的供電電壓，同時提供與溫度關聯的、用來進行溫度補償的電流（溫度電流）；PD偏置電壓為PD光電二極管提供穩定的反偏電壓。

1.1 輸入級電路設計

    本文采用的輸入級電路結構如圖2(b)所示，相比于圖2(a)中一般的共射組態結構，放大器采用共射組態和射隨器級聯的方式，反饋電阻在射隨器N2管的發射級。其電路方便直流工作點的選取，V_out點的電壓為2V_be，可以直接驅動后級差分放大電路，而圖2(a)中，V_out約為V_be1的電壓，很難驅動后級電路，需要進一步的共模電平轉換。圖2(b)的另一個很大的優點在于其對于后級噪聲有很強的減弱作用，可以看出，后級輸入噪聲要經過一個N1管等效到輸入，即減小了g_m1R₁倍，而圖2(a)中，后級輸入噪聲直接通過反饋電阻R_f等效到輸入，其噪聲將會很大，跨阻放大器的靈敏度將會很低。圖2(b)的小信號模型如圖2(c)所示。其中V_reg是由溫度補償模塊產生，來補償溫度對輸入級跨阻和帶寬的影響。

    從圖2(c)中可以得出輸入級電路的傳輸函數，-3 dB帶寬，低頻輸入阻抗分別為：

    式中g_m1，g_m2為N1管和N2的跨導，R_o1和R_o2為N1管和N2管的發射極與集電極之間的電阻，C_in為輸入總電容，C_out為輸出端總電容。

1.2 溫度補償電路設計

    為了抑制溫度變化對電路性能的影響，需引入溫度補償電路，且要求電路結構要盡量不影響輸入級的結構和消耗太大的功耗。仿真結果表明，V_reg電壓可以很好地控制電路的增益和-3 dB帶寬，為此，可以產生一個與溫度有關系的V_reg電壓來補償輸入級結構和后級電路的溫度特性。V_reg電壓的產生電路如圖3(a)所示,可以表示為I_tempR+V_be1+V_be2。

    從圖中可以看出，輸入是一個與溫度變化有關系的電流I_temp(I_temp由帶隙基準結構產生)，從而產生一個與溫度有關系的電壓V_reg，這個電壓經過一個運算放大器鎖存后供給輸入結構，實現帶負載能力。引入了與溫度有關系的V_reg電壓后，整個放大器的的-3 dB帶寬如圖3(b)所示。從對比中可以發現，溫度補償可以很好地控制放大器的帶寬，使得帶寬隨溫度變化較小。

1.3 AGC電路設計

    AGC電路的設計思路是在輸入級電路中電阻 R_f并聯了一個MOS管，當輸入電流較大時，N_f管開啟，處于三極管區，使得與 R_f并聯的整個跨阻減小。而當輸入電流較小時，N_f管關閉，處于截止區，使得整個跨阻最大，如圖 4(a)所示， V_agc產生電路如圖 4(b)所示。

    V_2p和V_2n電壓取自差分放大第二級的輸出，兩個電壓經過低通濾波器之后輸入到放大器A₀中，放大器的輸出電壓經過低通濾波器之后控制后級MOS管中電流分配，從而產生AGC控制電壓V_agc。假設V_2p電壓上升，經過放大器A₀之后，V_offset電壓上升，從而導致M1和M2中電流上升。M1中的電流經過PM1鏡像到PM2中，也使得電阻上的電流增加，從而導致V_agc電壓上升，開啟圖 4(a)中的Nf管，實現AGC的作用。值得注意的是，在AGC電路中，為了不使得V_agc電壓上升的過快，加入了M3管，當V_agc電壓上升到一定電壓的時候，會導致M3管開啟并處于三極管區，與R_c2并聯后，會導致整個電阻減小，從而一定程度上減小了V_agc電壓。其對比結果如圖5所示?？梢钥闯?，M3的引入使得V_agc控制電壓上升的更加緩慢，對輸入電流的調控范圍更大，但是引入M3管并沒有改變AGC電壓啟動點。

1.4 中間差分放大級電路和輸出緩沖電路設計

    輸入級產生的跨阻增益是有限的，中間差分放大器進一步將輸入信號進行放大，其電路結構采用共射放大器和射隨器相連的結構，如圖 6(a)所示。在共射放大器中，使用了電容簡并來補償由前級產生的增益滾降。利用半邊等效電路概念，其等效結構如圖6(b)所示。

    其等效跨導為：

    可以看出，G_m中包含一個零點和一個極點，分別為1/(R_s1C_s1)和(1+g_m1R_s1)/(R_s1C_s1)，而在N1管的集電極又包含一個極點為1/(R₁C_L)，如果集電極極點和等效跨導中的零點相抵消，則可以擴展放大器的帶寬。但這是以降低低頻增益和引入電阻R_s1的熱噪聲為代價的，需要不斷優化和折中選擇。

    射隨器電路除了完成了直流電平轉換之外，也將輸出電阻減小到了1/g_m，提高了放大器的帶負載能力；輸出緩沖電路一般要求CML電平輸出，同時要匹配和驅動外部50 Ω電阻，其結構如圖7所示，在設計中R₁和R₂為50 Ω。為了滿足一定的輸出幅度以驅動下一級限幅放大器，輸出緩沖電路的電流一般比較大，在本次設計中輸出緩沖電路尾電流源設計為8 mA，這樣可以產生400 mV的差分輸出電壓。

2 版圖和后仿真結果

    整體電路版圖采用0.18 μm BiCMOS SiGe工藝設計，其供電電壓為3.3 V，芯片面積為937 mm×828 mm。交流仿真建立在合適的直流工作點之上，本文設計的跨阻放大器的跨阻增益和等效輸入噪聲仿真結果如圖8所示。從仿真結果中可以看出，放大器的單端跨阻增益為73 dBΩ，-3 dB帶寬在8.7 GHz，在10 G處等效輸入噪聲為17 pA/√Hz，從而得到跨阻放大器的靈敏度為-20 dBm。

    當輸入電流較大的時候，AGC控制電壓就會上升，使得跨阻增益減小，其變化曲線如圖9所示?？梢姡斴斎腚娏鳛?0 μA的時候，AGC電壓開始開啟輸入級跨阻上的可變MOS管電阻，減小跨阻增益。

    在高速通信系統中，眼圖是觀察通信質量最直觀的方法。本設計版圖后仿真的瞬態眼圖如圖 10所示。

    從仿真眼圖中可以看出，“眼睛”張開較大，上升和下降沿有一定的過沖，說明帶寬足夠，且輸出關于零電平對稱?！把燮ぁ焙穸容^小，說明放大器有比好的抗噪聲性能?？缱璺糯笃鞯闹饕阅軈R總如表1所示。

3 結論

    本文采用0.18 μm BiCMOS工藝實現了10 Gb/s跨阻放大器設計。為了獲得帶內平坦的增益和較大的輸入動態范圍，引入了溫度電流和AGC模塊。整個放大器的差分跨阻增益為9 kΩ，帶寬為8.7 GHz，靈敏度為-20 dBm，芯片正在流片中，從版圖后仿真結果來看，其芯片性能指標完全可以使用在10 Gb/s的光通信領域。

參考文獻

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[6] RAZAVI B.Design of integrated circuits for optical communications[M].Asia：McGraw-Hill Education，2005.

作者信息:

陳  偉1，黃啟俊1，何  進1，王  豪1，常  勝1，童志強2

（1.武漢大學 物理科學與技術學院，湖北 武漢430072；2.武漢烽火通信科技股份有限公司微電子部，湖北 武漢430074）