0 引言

    車載充電機拓撲通常由前級PFC和后級DC-DC組成^[1-3]，以實現高功率因數、低諧波的蓄電池充電^[4-5]。隨著充電機功率密度要求的提高，單級Boost PFC電路很難滿足需求。本文采用兩級交錯并聯Boost PFC作為充電機的前級，提高變換器功率密度、充電效率的同時，還降低了輸入電流諧波及開關損耗^[6-8]。

    本文分析了兩級交錯并聯Boost PFC電路平均電流控制原理和后級半橋LLC諧振變換器電路脈沖頻率調制(Pulse Frequency Modulation，PFM)下的工作原理，并采用FHA分析法^[9]建立了LLC諧振電路的穩態模型，研究了諧振網絡的電壓增益及輸入阻抗與開關頻率的關系，為不同工作模式下LLC諧振網絡的參數設計提供了理論指導。

1 兩級交錯并聯Boost PFC變換器

    兩級交錯并聯Boost PFC變換器拓撲如圖1所示，由兩個參數相同的Boost PFC變換器單元并聯而成，電路中兩個功率開關管的PWM驅動信號相位相差180°^[10]。 

    圖2所示，兩級交錯并聯Boost PFC變換器與單級拓撲相比，輸入電流紋波在整個占空比范圍內均得到改善。當占空比為50％時，紋波電流接近零。

2 半橋LLC諧振變換器

    半橋LLC諧振變換器拓撲如圖3所示。其采用PFM控制模式，即開關以互補導通的方式控制，通過改變開關頻率調節輸出電壓和電流。

2.1 半橋LLC諧振變換器工作原理

    串聯諧振回路中包括L_r、L_m、C_r 3個諧振元件，構成了兩個不同的諧振頻率。當整流側有電流流過時，變壓器的勵磁電感L_m被輸出電壓鉗位不參加諧振，諧振頻率只由L_r和C_r決定，故為：

    根據變壓器輸入電壓和負載的不同，工作分為模式I(f_m<f<f_r)，II(f=f_r)和III(f>f_r)，模式II和III包含在I中，所以本文僅對模式I作介紹，模式I波形如圖4所示。

    3種模式下變換器原邊開關管都能實現ZVS。模式I和II能實現副邊二極管的ZCS，但模式III副邊二極管有反向恢復損耗，所以應盡量使其工作在f_r附近。

2.2 基于FHA穩態建模與分析

    不同于傳統的PWM變換器利用平均值傳輸能量，LLC諧振變換器利用電壓電流基波分量傳輸能量，不考慮其他諧波，本文采用FHA^[9]對半橋 LLC進行建模，如圖5所示。

    諧振電路兩端口模型可以由其傳遞函數H(s)表示：

    為了方便分析，用以下參數定義：

    如圖6(a)所示，當f_n=1時，增益曲線上出現一獨立負荷點，該點時直流增益不受Q與k的影響恒為1，輸出特性最佳。當f<1時，Q越大直流增益越小，存在一個極大值點，該點隨著Q的增加逐漸右移，直到與f=1重合。

    圖6(b)為電壓增益對fn的不同k值曲線，由圖知諧振頻率f_r(f_n=1)處呈現與負載無關的工作點，峰值點k值越大，峰值電壓增益越大，開關頻率上的電壓增益更敏感，使控制和調節更容易；但k值不能太大，否則勵磁電感過小，會造成過大的導通和關斷損耗。

    由圖5所示的統一FHA模型可得到諧振網絡歸一化輸入阻抗表達式：

    由式(7)可得歸一化輸入阻抗幅值表達式：

    當f_n>f_n.cross時，|Z_n(f_n，K，Q)|隨著Q的減小而減小，特征阻抗的減小使得輸出電流變小；當f_n<f_n.cross時，|Z_n(f_n，K，Q)|隨著Q的減小而增大，特征阻抗的減小使得輸出電流變小。因此，諧振變換器的工作頻率要盡量高于f_n.cross。此外，當諧振頻率f_n工作在（f_n.cross，1）區間時才是諧振變換器的理想工作頻率范圍。因此需要找到（f_n.cross，1）范圍內感性和容性區域的分界線。

    設Z_n(f_n，K，Q)的虛部為零，可得到LLC諧振變換器的容性和感性區域的分界線。分析結果如下：

    由式（13）可以描繪出M_max(λ，Q)的軌跡，就可得到感性和容性區域的分界線，如圖8所示。

    如圖8所示每個給定的Q值，增益曲線的峰值都落在容性區域。虛線為輸入阻抗的分界線，當工作于容性區時開關管可實現ZCS，而工作于感性區時可實現ZVS。

    此外，通過式（13）可以求解fn，從而得到允許最大增益落在分界線上的最小歸一化頻率f_n.min：

    此外，把式(14)代入式(11)，可得允許最大增益落在分界線上的最大品質因數：

    由式(14)、式(16)可確定諧振變換器的頻率區間。

3 實驗結果分析

    為了驗證理論分析的正確性，根據上文的分析和仿真設計了一臺1.5 kW實驗樣機。實驗結果如下。

    圖9表明輸入側實現單位功率因數且THD值低于4%；次級LLC諧振變換器的工作頻率約為96 kHz，接近諧振頻率；純阻性負載時輸出電流紋波為1.8 A。圖10為充電機輸出效率曲線，最高輸出效率可達94%。

4 結論

    本文設計了一款交錯并聯Boost PFC電路作為前級，半橋LLC諧振電路作為后級的兩級式拓撲結構的車載充電機。試驗結果表明：在175~265 V的交流電壓輸入范圍內充電機能夠保持高效穩定地工作，整機運行功率因數可達至0.99，輸入電流諧波含量能夠控制在4%以下。額定負載時，后級LLC諧振變換器的開關頻率可控制在諧振頻率附近，實現了軟開關，確保功率開關管工作在ZVS狀態，降低了開關管損耗和溫升，輸出整流二極管能實現ZCS，降低了反向恢復損耗。在阻性、容性負載條件下均具有較高的效率，最高可達94%。

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作者信息:

林玉婷，曹太強，陳雨楓

(西華大學 電氣與電子信息學院，四川 成都610039)