0 引言

    光伏發電系統中，太陽能電池發電效率決定了光能的使用率，在動態環境下，維持電池板工作在最大功率是保證最大程度利用太陽能的關鍵。實際應用中，多采用爬坡法結合Boost電路對電池板輸出功率進行調節^[1]。因此Boost電路的性能在很大程度上決定了跟蹤的速度和精度，影響著開關管開通關斷時間及器件電壓應力，間接影響光伏電池MPPT（最大功率點跟蹤）系統的壽命^[2-3]。

    傳統Boost電路電壓增益為V(1-D)，輸出紋波較大。為減小輸出紋波，同時降低器件電壓應力，出現了并聯交錯Boost電路^[4-6]，該結構由兩組電感和開關管構成的回路并聯而成，開關管交替導通，在一定程度上降低了開關器件和二極管的電壓應力，輸入電流紋波低。

    但由于傳統Boost電路及并聯交錯Boost電路輸出電壓增益相同，在應對普通低電壓場合時能夠滿足需求，當升壓需求增大時，電路工作占空比會隨之呈正比例增大，因升壓能力限制而造成開關器件在高占空比下長久使用，會縮短其壽命。因此具有高增益的改進型電路應運而生，如加入了開關電感的Boost電路^[7-8]、具有開關電容的并聯交錯Boost電路^[9]以及增加輸出電容從而提升升壓能力的并聯交錯Boost電路^[10-11]和增加耦合電感的并聯交錯電路^[12-13]等。

    本文在并聯交錯Boost電路基礎上，提出了一種基于開關電感的并聯交錯Boost電路，將并聯交錯電路中的電感替換成由三個二極管和兩個電感構成的開關電感形式，電路繼承了并聯交錯Boost電路的低紋波優勢，同時加入的開關電感取代了單一的電感，使得電路在運行過程中同一占空比下輸出增益更大。其適用于對控制精度和升壓效果要求較高的MPPT應用。

1 改進型并聯交錯Boost電路工作狀態分析

    改進型Boost電路如圖1所示，利用開關電感結構替代了傳統Boost電路單電感的工作結構，每組開關電感由兩個電感和三個二極管構成，且L₁=L₂=L₃=L₄=L。

    電路工作時采用并聯交錯電路控制模式，兩個開關管占空比相同，但開關管S₂比開關管S₁滯后半周期導通(相位差180°)，主要工作狀態分為四個階段，如圖2所示。具體過程如下：

    (1)第一階段t₁～t₂(圖2(a))，S₁導通，S₂關斷。二極管D₁、D₃、D₅導通，D₂、D₄、D₆截止；電感L₁、L₂并聯充電，充電電壓為V_i，L₃、L₄串聯放電，電流為i₂。

    (2)第二階段t₂～t₃(圖2(b))，S₁關斷，S₂關斷。二極管D₂、D₅導通，D₁、D₃、D₄、D₆截止。電感L₁、L₂串聯放電，電流為i₁，L₃、L₄串聯放電，電流為i₂。

    (3)第三階段t₃～t₄(圖2(c))，S₁關斷，S₂導通，二極管D₂、D₄、D₆導通，D₁、D₃、D₅截止。電感L₁、L₂串聯放電，電流為i₁，L₃、L₄并聯充電，充電電壓為V_i。

    (4)第四階段t₄～t₅(圖2(d))，S₁導通，S₂導通。二極管D₁、D₃、D₄、D₅導通，D₂、D₅截止。電感L₁、L₂并聯充電，充電電壓為V_i，L₃、L₄并聯充電，充電電壓為V_i。

    四個階段電感電壓和電容電流ic的關系如圖2(a)～圖2(d)。

2 改進型并聯交錯Boost電路分析

2.1 輸出電壓增益

    因占空比決定了Boost電路不同的工作模態，在一個周期中，當占空比處于0<D<0.5和處于0.5≤D<1時，單周期內系統所包含的工作狀態因S₁、S₂開通與關斷時間不同而有所區別，如圖3所示，圖中數字表示對應的工作狀態?，F對系統連續工作模式下不同占空比情況進行分析：

    (1)占空比0<D<0.5

    在一個周期中，此時有三種不同的工作狀態，分別是S₁導通、S₂關斷(第一階段)，S₁關斷、S₂關斷(第二階段)和S₁關斷、S₂導通(第三階段)，如圖3(a)所示。

    對該周期采用平均周期建模法，一個周期內電感上的平均電壓大小有：

    將式(1)、式(2)化簡得：

    (2)占空比0.5≤D<1

    此時電路在一周期中有S₁導通、S₂導通(第四階段)，S₁導通、S₂關斷(第一階段)和S₁關斷、S₂導通(第三階段)三種工作狀態，如圖3(b)所示。同理分析可得式(6)相同結論。

    綜上分析，本改進型并聯交錯Boost電路工作在0<D<1情況下電壓增益為：

相比于傳統Boost，電壓增益增加了D/(1-D)。

2.2 輸入電流紋波

    如前面所述，當電路工作在不同占空比(0<D<0.5和0.5≤D<1)時，輸入電感的紋波也會由此分為兩種情況討論，電流與開關信號之間的關系如圖4所示。

    (1)當0<D<0.5時，合成電流為i，占空比D_i=2D。在任意一個D_iT_S/2時間段內，開關管S₁導通、S₂關斷，作用效果相同。選擇i₁所在支路S₁處于關斷狀態，電感L₁、L₂串聯放電；i₁所在支路S₂處于導通狀態，電感L₃、L₄并聯充電。

3 仿真分析驗證

3.1 恒壓輸入下輸出性能仿真

    電感、電容和電阻的取值分別為：L₁=L₂=L₃=L₄=L=4×10^-4H，C=2×10^-4F，R=5 Ω。分別對傳統Boost電路和本電路進行對比仿真。輸入電壓V_i=10 V，占空比分別取0.2、0.5、0.8，如圖5所示，其中虛線為改進后電路輸出電壓，實線為傳統Boost電路輸出電壓。改進型拓撲結構明顯具有更好的升壓優勢，與理論計算基本符合。

3.2 光伏電池最大功率跟蹤仿真

    假設電池工作環境溫度T=25 ℃，在0~1 s區間，最大光照輻射強度S=1 000 W/m²，其中0.5~0.7 s區間，光照輻射強度逐步下降至S=250 W/m²并逐步回升。L₁=L₂=L₃=L₄=L=1.03×10^-3H，C=1×10^-3F，R=20 Ω。MPPT策略采用傳統擾動觀察法。

    圖6(a)為光伏電池輸出功率時間曲線。當仿真開始，輸出功率逐步提升到260 W左右；在t=0.5 s時，輻照強度逐步下降至S=250 W/m²，輸出功率降低至65 W左右，隨后隨著輻照強度上升，輸出功率也隨之上升，并回升至260 W，調節時間為0.035 s左右。可見本改進型拓撲能夠實現光伏電池最大輸出功率的實時跟蹤，且跟蹤響應速度較快，輸出性能穩定。

    圖6(b)為改進型拓撲輸入端電流，i₁、i₂分別為S₁、S₂對應回路輸入電流；i為光伏電池輸出電流即改進型拓撲輸入總電流?？梢娸斎腚娏鱥頻率為i₁、i₂的2倍，且紋波經兩路電流合成后明顯降低，合成電流脈動范圍為7.55~7.63 A，紋波較小，且與理論計算相符。

    圖7為改進型拓撲輸出電壓及電流仿真波形，穩定狀態最大輸出電壓為72 V，根據光伏電池輸出電壓35 V計算可知，開通占空比為0.345左右，而傳統拓撲達到此穩定狀態開關占比需在0.5左右，在一周期中，改進型拓撲開關管開通時間明顯減少，且能達到相同升壓控制效果。

4 結論

    本文提出的開關電感并聯交錯Boost電路，輸出電壓增益較傳統拓撲升壓倍率提升了D/(1-D)，且繼承了并聯交錯Boost電路低輸入電流紋波的特點。仿真驗證了拓撲的升壓能力是傳統拓撲的(1+D)倍；且在動態輸入環境下，其跟蹤的可靠性和穩定性，驗證該拓撲能夠應用于光伏電池最大功率點跟蹤。

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作者信息:

潘  健，劉天俊，黎家成

（湖北工業大學 太陽能高效利用湖北省協同創新中心，湖北 武漢430068）