1 引言
隨著家用電器產品變頻技術的發展，單相電機的變頻調速已成為一種可行的方法，在這種調 速系統中，脈寬調制(PWM)技術仍然是提高調速性能的主要手段［1，2，3］。雖然PWM技術的實現方法很多［4］，然而，為了降低產品的制造成本，采用微機控制軟件實 現PWM控制具有成本低、調制方式靈活等特點，比較適合于家用電器產品的要求。本文針對 洗衣機電機的調速要求，提出了采用直接PWM(DPWM)軟件計算的方法，并在AVR系列單片機AT 90C8535上實現，該方法可以很容易地實現電機的恒V/f比調速，其PWM算法簡單，易于實現，是一種較為實用的方法。
2 直接PWM技術的算法
常用PWM技術的基本原理是利用高頻載波與控制波進行比較，從而產生經過調制的PWM波。為 滿足逆變電源的需要，減小輸出電壓的諧波含量，載波信號采用對稱的三角波實現PWM 輸出波形的對稱雙邊調制，使輸出電壓不含偶次諧波。
用軟件產生PWM波形的算法有很多方法，如：采樣SPWM法、均值PWM法、直接PWM法等，其中SPWM法有三種不同形式：對稱規則采樣SPWM、非對稱規則采樣SPWM、平均對稱規則采樣SPWM，以平均對稱規則采樣SPWM的算法簡單，應用較為廣泛。SPWM的主要缺點就是電源電壓利 用率不夠高，即輸出電壓不高。均值PWM法的基本思想是根據等面積PWM控制方式的原理，選 擇最佳脈沖中心線位置，使得其PWM波形的諧波成分量小，均值PWM法具有微機實現簡單方便 的優點，且對各次諧波的抑制均有很好的效果。直接PWM法與均值PWM法類似，也是使相同時 間間隔內的PWM波 的面積與調制波的面積相等，其主要的優點是，在調制比固定時，控制規 律正比于調制深度而反比于輸出頻率，特別使用于電機的控制，因此本文選擇直接PWM法。
直接PWM法的調制原理如圖1所示，假定一個周期內PWM波的脈沖數(即載波比)為2N，將參考 正弦波Umsin ωt的整個周期T分為2N等份，則每個區間的長度(即載波周期)為Ts=T/2N，在第i個區間正弦波的面積為：
設輸出PWM波的幅值為E，若采用單極性調制，則第i個區間內的PWM波形所圍面積為：
若采用雙極性調制，則第i個區間內的PWM波形所圍面積為：
式中，Tpi為脈沖的寬度，考慮到有Ts=Tpi+2Tgi，令Sri=Spi，由式(1)和式(2)整理可得：
式中M=Um/E為調制深度，由式(4)或式(5)可分別計算出PWM的脈沖換相點公式為 ：
由圖1可知，等面積PWM法生成的PWM波形在T/2處是點對稱的，因而可推導出：
在上述計算公式中，式(8)為單極性PWM調制，式(9)為雙極性調制。在計算過程中，雖然δi的表達式包含有三角函數的計算，但它僅與N有關，一旦N確定后，可事先將計算好的δi存入內存中，需要時通過查表方式獲取即可。從k的表達式可以看出，k正比于調制深度而反比于基波頻率ω。這對于電機的變頻調速系統，通常使U/f比為常數來達到恒轉矩 控制，即只需使k值為一個常數即可。
3 單片機實現PWM技術的設計
采用單片機實現PWM，為了保證能夠滿足變流電路的控制性能要求，設計時必須處理好以下 幾個技術問題。
3.1 載波比
采用微機生成PWM波時，必須事先確定好載波比N(或2N)。如果輸出頻率的變化范圍較大，那 么在整個頻率范圍內采用同一個載波比的同步調制方案，難以兼顧高頻和低頻輸出時的性能。較大的載波比往往會造成高頻時PWM開關頻率過高，導致開關器件的開關損耗增加，而較小的載波比又會造成低頻時PWM波過于稀疏，使電流脈動增大、諧波分量增加等缺點。因此 采用分段同步調制是較合理的方法，即在不同的頻率段選擇不同的載波比，使變頻器在整個頻率變化范圍內，都有一個較為合理的PWM開關頻率，以獲得較好的控制性能。然而載波比的選擇和切換時必須注意兩點：
(1)切換時不出現電壓的突變。
(2)在各切換臨界點處需設置一個滯環區，以避免輸出頻率落在臨界切換點附近時造成載波 頻率反復變化而引起的振蕩現象。
3.2 PWM波的開關頻率極限
由于PWM波是通過單片機CPU實時計算的，因此所選擇PWM算法的數據處理量大小以及CPU的處 理速度是影響輸出PWM波開關頻率極限的主要因素。設計時必須保證單片機能輸出的PWM波的最高開關頻率滿足逆變器要求，當然對逆變器的最低工作頻率要求是很容易滿足的。
3.3 PWM波的輸出頻率和調制深度指令
在變頻調速系統中，由于逆變器的輸出頻率是可調的，因而要求PWM算法的輸出頻率和調制 深度都能根據實際需要變化以適應電機恒V/f比或恒功率控制的要求。一般，逆變器的輸出頻率指令可通過A/D轉換輸入到單片機中，調制深度M可以用軟件計算完成，也可采取類似的方法讀入CPU。
3.4 橋臂互鎖及死區時間
為了保證逆變器同一橋臂上下兩管同時導通而引起的短路，兩驅動信號間必須留有一定的死 區時間，以防止一管還未完全關斷時另一管便開始導通的短路故障。此要求可以在單片機PWM波的計算程序中加以考慮。然而這樣做往往會增加單片機的數據處理工作量，而且僅靠軟件實現上下橋臂開關管的互鎖和死區延遲也不可靠，因此，為保證電路的安全性，建議最好在硬件電路設計上充分考慮并實現此項要求。
3.5 初始狀態及故障封鎖
任何一款型號的CPU，工作前總存在復位狀態，此時CPU各I/O輸出口全“1”或全“0”，設 計時應避免在此復位狀態時造成所有開關管都被驅動導通的危險，因此應將CPU復位時的初 始電平值設置成開關管驅動信號無效狀態。此外，當發生故障時，也可以通過輸出故障封鎖信號來關閉驅動信號。
4 PWM波的單片機控制
在本文分析的洗衣機電機控制中，逆變器的輸出頻率由給定電位器調節，經A/D轉換輸入至 單片機，由單片機根據給定輸出頻率的大小計算逆變器電壓，以適應變頻調速的恒V/f 比控制要求。控制芯片采用AT90S8535單片機。
AT90S8535是40腳封裝的RISC結構低功耗CMOS 8位單片機，具有8K字節的Flash,512字節的EE PROM，512字節RAM，32個多功能的I/O口，3個內部定時/計數器，8通道10位A/D轉換器，2個外部中斷源，可編程的串行通訊，可編程的看門狗定時器等資源，適合于許多要求集成度高、成本低的應用場合，其引腳配置如圖2所示。
設逆變器輸出壓頻變化關系曲線是已知的，當逆變器的輸出頻率確定后，PWM控制的載波比 和調制深度指令也隨之確定。單片機的資源分配為：39腳的PA1作為A/D采樣輸入口，采樣輸出頻率；PC0～PC3作為PWM輸出的驅動信號，設置為輸出口；17腳的INT1外部中斷作為電路 故障信號(如過流、過壓、短路等)的輸入腳，同時該腳也作為“解除閉鎖”控制位的輸入腳，其作用在于：當故障發生時，由外部中斷輸入引腳的信號變化向CPU提出中斷請求，CPU響應中斷，在執行中斷服務程序中輸出PWM封鎖信號并實現閉鎖，直到解除閉鎖控制位有效時，才撤銷PWM封鎖信號，使PWM波能夠正常輸出。由于AT90S8535芯片的復位時端口的初始狀態是“高”，因此封鎖信號和驅動信號均設置成“低”電平為無效狀態，此時端口輸出信號使所有功率開關管處于關斷狀態。PWM波的載波周期由片內T0定時器來完成，PWM波換相所需的時間由片內T1定時器來實現。采用AT90S8535單片機實現的單相PWM波形發生器的硬件連接關系如圖3所示。
5 單片機控制軟件設計
按上述算法分析，軟件只計算PWM波的切換時間，在CPU中由定時中斷服務程序完成PWM脈沖 波的換相。其具體過程：PWM的載波周期Ts由載波周期定時器定時，當定時到時，向C PU發出中斷申請，CPU響應中斷并執行中斷服務程序，此中斷服務程序的主要任務是將保存 在內存中的PWM開關定時數據(在上一個載波周期計算出來的PWM換相定時時間)送PWM波定時器，并啟動此定時器工作，然后再計算下一個載波周期的PWM數據并保存。
PWM波定時器根據載波周期定時中斷服務程序送來的開關數據進行定時控制，在中斷服務程 序中完成對PWM的換相并輸出至端口。
主程序的主要任務是，對逆變器輸出頻率指令f的采樣或計算，并計算與頻率指令對應的調 制深度指令、載波比、載波周期定時常數等，為載波周期定時中斷服務程序的計算提供實時指令。然而在變頻切換時，由于電壓跟隨頻率的變化而改變，變頻瞬間容易產生電流沖擊。通常解決辦法是在基波電壓過零時(即0°、180°)，變頻瞬間無電流沖擊，但該方法會造成頻 率變化響應過程較慢，特別是低頻時響應時間過長。因此最好能設計成在任何一個載波周期結束時刻都可以進行頻率切換，為防止電流沖擊的產生，此時應使頻率切換前后的基波電壓不僅與頻率和相位有關，還和調制比有關，使得計算頻率變化前后基波電壓相等的條件相當費時，因此在實現過程中，一般按相位相等的原則進行頻率切換。即在新舊頻率切換時，根據脈沖計數器所表示的相位關系進行等相位切換。假定舊頻率時的載波比為N1，頻率變化的切換時刻計數器值為P1，新頻率時載波比為N2，切換時新頻率計數器的值P2應為：
求出P2后再進行切換。
實現PWM算法的整個控制程序流程如圖4所示。
6 實驗與結論
按照上述設計方法，研制了單片機控制系統的軟硬件，并進行了實驗，其輸出波形如圖5所 示。實驗證明，該方法簡單可行，控制性能良好，具有一定的實用價值。
此外，三相PWM發生器的實現方法與單相也是相似的，不同之處在于三相PWM發生器需要3個 PWM波換相定時器，再加上載波周期定時器，共需4個定時器。至于三相PWM發生器的軟件設計，其基本的設計方法與單相的是相同的，這里不再討論。