開關電路中，每個PIN二極管都有附隨的PIN二極管驅動器或開關驅動器，用來提供受控正向偏置電流、反向偏置電壓以及控制信號（通常是一個數字邏輯命令）與一個或多個PIN二極管之間的激活接口。根據應用需要，可以采用分立設計或專門IC實現這種驅動器功能。

另一方面，也可以使用隨處可得的運算放大器以及鉗位放大器、差分放大器等特殊放大器作為備選方案，代替分立PIN二極管驅動電路和昂貴的PIN二極管驅動器IC。此類運算放大器具有寬帶寬、高壓擺率和充裕的穩態電流，可驅動PIN二極管。本文討論3種不同的PIN驅動器電路，它們采用運算放大器或特殊放大器：AD8037、AD8137和ADA4858-3。這些電路設計用于單刀雙擲(SPDT) PIN二極管開關，但也可以對其進行修改，以適合其他電路配置。在詳細說明這些電路之前，本文將先討論PIN二極管的特性和使用。

PIN二極管
PIN二極管用作電流控制電阻，工作在RF和微波頻率，正向偏置（“導通”）時其電阻只有幾分之一歐姆，反向偏置（“截止”）時其電阻高達10kΩ以上。與典型的PN結二極管不同，PIN二極管的P區與N區之間多了一層高阻性本征半導體材料（用PIN中的“I”表示），如圖1所示。

圖1  PIN二極管

當PIN二極管正向偏置時，來自P材料的空穴和來自N材料的電子注入I區。電荷并不能立即完成重新合并；電荷重新合并所需的有限時間量稱為“載流子生命周期”。這導致I區中存在凈存儲電荷，因而其電阻會降至某一個值，稱為二極管的有效導通電阻RS（見圖2a）。

圖2  PIN二極管等效電路：a) 導通，IBIAS >> 0；b) 截止，VBIAS ≤ 0

當施加反向或零偏置電壓時，二極管呈現為一個大電阻RP，它與電容CT并聯（見圖2b）。通過改變二極管幾何結構，可以使PIN二極管具有不同的RS和CT組合，以滿足各種電路應用和頻率范圍的需要。

驅動器提供的穩態偏置電流ISS和反向電壓共同決定RS和CT的最終值。圖3和圖4顯示了典型PIN二極管系列——M/A-COM MADP 042XX8-13060系列硅二極管的參數關系。二極管材料會影響其特性。例如，砷化鎵(GaAs)二極管幾乎不需要反向偏置就能實現低CT值，如圖9所示。

圖3 硅二極管導通電阻與正向電流的關系

圖4 硅二極管電容與反向電壓的關系

PIN二極管中存儲的電荷可以利用公式1進行近似計算。
                (1)
其中，QS為存儲的電荷；τ為二極管載流子生命周期；ISS為穩態電流。
要導通或截止二極管，必須注入或移除所存儲的電荷。驅動器的工作就是以極快的速度注入或移除所存儲的電荷。如果開關時間小于二極管的載流子生命周期，則可以利用公式2近似計算實現快速開關所需的峰值電流(IP)。
               (2)
其中：t為所需的開關時間；ISS 為驅動器所提供的穩態電流，用來設置PIN二極管導通電阻RS；τ為載流子生命周期。

驅動器注入或移除電流（或“尖峰電流”）i可以表示為公式3。
                    (3)
其中，C為驅動器輸出電容（或“尖峰電容”）的值；V為輸出電容上的電壓；dv/dt為電容上的電壓的時間變化率。

PIN二極管偏置接口
將開關驅動器控制電路與PIN二極管相連，以便通過施加正向或反向偏置來開關二極管，是一項具有挑戰性的工作。偏置電路通常使用一個低通濾波器，位于RF電路與開關驅動器之間。圖5顯示了一個單刀雙擲(SPDT)RF開關及其偏置電路。當設置妥當時，濾波器L1/C2和L3/C4允許將控制信號施加于PIN二極管D1–D4，控制信號與RF信號（從RF IN切換至PORT 1或PORT 2）的相互影響極少。這些元件允許頻率相對較低的控制信號通過PIN二極管，但會阻止高頻信號逃離RF信號路徑。不正常的RF能量損耗意味著開關的插入損耗過高。電容C1、C3和C5阻止施加于二極管的直流偏置侵入RF信號路徑中的電路。直流接地回路中的電感L2允許直流和低頻開關驅動器信號輕松通過，但對于RF和微波頻率則會呈現高阻抗，從而降低RF信號損耗。

圖5 典型單刀雙擲(SPDT)RF開關電路

偏置電路、RF電路和開關驅動器電路全都會發生交互影響彼此的性能，因此像所有設計一樣，權衡考慮各種因素十分重要。例如，較大的C2和C4(>20pF)對RF性能有利，但對驅動器則是麻煩，因為大電容會導致上升沿和下降沿較慢?？焖匍_關對大多數應用都有利；因此，為了實現最優驅動器性能，電容必須極小，但為了滿足RF電路要求，電容又必須足夠大。

傳統PIN二極管驅動器
PIN二極管驅動器有各種形狀和尺寸。圖6給出了一個可提供高開關速度的典型分立開關驅動器的原理圖。這種驅動器既可以采用“片線”（混合）結構來實現，也可以采用“表貼”(SMT)器件來實現；前者非常昂貴，后者雖不昂貴，但需要的印刷電路板(PCB)面積多于混合結構。

圖6 分立開關驅動器電路

還有專用開關驅動器集成電路(IC)。這些IC十分緊湊，提供TTL接口，并具有良好的性能，但靈活性有限，而且往往很昂貴。

還有一種開關驅動器架構應當考慮，即采用運算放大器。運算放大器開關驅動器的明顯優勢在于其自身的靈活性，可以輕松地對其進行配置，以適應不同的應用、電源電壓和條件，為設計人員提供豐富的設計選項。

運算放大器PIN二極管驅動器
運算放大器電路是一種很有吸引力的PIN二極管驅動備選方案。除靈活性外，這種電路常常還能以接近或超過1000V/μs的躍遷速度工作。下面將介紹3種不同的RF PIN二極管放大器驅動電路。所選放大器雖然在根本特征上各不相同，但都能執行類似的功能。這些放大器電路可以驅動硅或砷化鎵(GaAs)PIN二極管，但各有各的特點。

AD8037—鉗位放大器
該電路能以最高10MHz的頻率工作，具有出色的開關性能，總傳播延遲為15ns。通過改變增益或鉗位電壓，可以調整輸出電壓和電流，以適應不同的應用。鉗位放大器AD8037原本設計用于驅動ADC，可提供鉗位輸出以保護ADC輸入不發生過驅。圖7所示配置用一對AD8037（U2和U3）驅動PIN二極管。

圖7  AD8037 PIN二極管驅動器電路

本例中，U2和U3采用同相配置，增益為4。利用AD8037的獨特輸入鉗位特性，可以實現極其干凈和精確的鉗位。它可以線性放大輸入信號，最高可達增益乘以正負鉗位電壓（VCH和VCL）。當增益為4且鉗位電壓為±0.75V時，如果輸入電壓小于±0.75 V，則輸出電壓等于輸入電壓的4倍；如果輸入電壓大于±0.75V，則輸出電壓鉗位在最大值±3V。這一鉗位特性使得過驅恢復非?？欤ǖ湫椭敌∮?ns）。鉗位電壓（VCH和VCL）由分壓器R2、R3、R7和R8確定。

數字接口由74F86 XOR邏輯門(U1)實現，它提供U2和U3所用的驅動信號，兩路互補輸出之間的傳播延遲偏斜極小。電阻網絡R4、R5、R6和R9將TTL輸出電平轉換為大約±1.2V，然后通過R10和R12饋送給U2和U3。

U2和U3的±1.2-V輸入提供60%過驅，以確保輸出會進入鉗位狀態(4×0.75V)。因此，硅PIN二極管驅動器的輸出電平設為±3V。電阻R16和R17限制穩態電流。電容C12和C13設置PIN二極管的尖峰電流。

AD8137—差分放大器
差分放大器（本例所用的AD8137）可以低成本提供出色的高速開關性能，并使設計人員能夠十分靈活地驅動各種類型的RF負載。有各種各樣的差分放大器可供使用，包括速度更快、性能更高的一些器件。

高速差分放大器AD8137通常用于驅動ADC，但也可以用作低成本、低功耗PIN二極管驅動器。其典型開關時間為7～11ns，其中包括驅動器和RF負載的傳播延遲。它提供互補輸出，功能多樣，可以替代昂貴的傳統驅動器。

圖8所示電路將單端TTL輸入（0～3.5V）轉換為互補±3.5V信號，同時可使傳播延遲最小。TTL信號放大4倍，在AD8137輸出端產生所需的±3.5V擺幅。TTL信號的中點（或共模電壓）為1.75V；必須將同樣的電壓施加于R2，作為參考電壓VREF，以免在放大器輸出端引入共模失調誤差。最好從一個低源阻抗驅動此點；任何串聯阻抗都會增加到R1上，從而影響放大器增益。

圖8 PIN二極管驅動器原理圖

輸出電壓增益可由公式4計算：
             (4)
為正確端接脈沖發生器的輸入阻抗，使之為50Ω，需要確定差分放大器電路的輸入阻抗。這可以利用公式5計算，得出RT=51.55Ω，與之最接近的標準1%電阻值為51.1Ω。對于對稱的輸出擺幅，兩個輸入網絡的阻抗必須相同。這意味著，反相輸入阻抗必須將信號源的阻抗和端接電阻納入增益設置電阻R2。
       (5)
圖8中，R2約比R1大20Ω，以補償源電阻RS與端接電阻RT的并聯組合所引入的額外電阻(25Ω)。將R4設為1.02kΩ（最接近1.025kΩ的標準電阻值），以確保兩個電阻比相等，避免引入共模誤差。

輸出電平轉換很容易利用AD8137的VOCM引腳來實現，該引腳設置直流輸出共模電平。本例中，VOCM引腳接地，以提供關于地的對稱輸出擺幅。

電阻R5和R6設置穩態PIN二極管電流見公式6。
               (6)
電容C5和C6設置尖峰電流，該電流有助于注入和移除PIN二極管中存儲的電荷?？梢愿鶕囟ǘO管負載要求，調整這些電容的值，實現性能優化。尖峰電流可以由公式7計算。
                (7)

ADA4858-3—內置電荷泵的三通道運算放大器
許多應用只提供一個電源，這常常令電路設計人員感到為難，尤其是當需要在PIN電路中提供低關斷電容時。這種情況下，硅或GaAs PIN二極管驅動電路可以使用片上集成電荷泵的運算放大器，而不需要外部負電源；其好處是可以顯著節省空間、功耗和預算。

高速電流反饋型三通道放大器ADA4858-3就是這樣一種器件，它具有出色的特性，片上集成電荷泵，輸出擺幅可以達到地電壓以下3～1.8V（具體取決于電源電壓和負載）。該器件魯棒性很好，可以真正為其他電路提供最高50mA的負電源電流。

ADA4858-3為單電源系統中的互補PIN二極管微波開關驅動問題提供了一種獨特的解決方案。回顧圖4，從中可以看出：即使很少量的反向偏置也有助于降低二極管電容CT，具體取決于PIN二極管的類型。此類驅動器對GaAs PIN二極管很有利，因為這種二極管通常不需要很大的負偏置就能使關斷電容(CT)保持較小的值（見圖9）。

圖9  GaAs CT電容與電壓的關系

圖10所示電路用ADA4858-3作為PIN二極管驅動器?？梢栽谳斎攵嗽黾右粋€緩沖門，使該電路兼容TTL或其他邏輯。對此電路的要求是將TTL 0V至3.5V輸入信號擺幅轉換為互補–1.5～+3.5V擺幅，用于驅動PIN二極管。

圖10  ADA4858-3用作PIN二極管驅動器

R1、R2、R3和U1C形成該電路的–1.5V基準電壓，內部負電壓CPO由片內電荷泵產生。電容C3和C4是電荷泵工作所必需的。負基準電壓隨后通過分壓器（R5和R9）與VTTL輸入以無源方式合并，所產生的電壓(VRD)出現在U1B的同相輸入端。U1B輸出電壓可以利用公式8計算。
 (8)
其中：
(9)
負基準電壓也被饋送至放大器U1A，在其中與TTL輸入合并，所得輸出電壓V2可以利用公式10計算。
 (10)
這些放大器采用電流反饋架構，因此必須注意反饋電阻的選擇，反饋電阻對于放大器的穩定性和頻率響應有著重要作用。對于本應用，反饋電阻設為294Ω，這是數據手冊所推選的值。輸出電壓V1和V2分別可以用公式8和公式10表示。輸出尖峰電流量可以利用公式3和電容C5、C6上的電壓確定。設置PIN二極管導通電阻的穩態電流由R11與R12上的電壓差確定，并取決于PIN二極管曲線和系統要求。

對于本應用，RF開關負載為MASW210B-1硅PIN二極管單刀雙擲（SPDT）開關，用于微波下變頻器的前端（見圖11）。

圖11 下變頻器功能框圖

開關輸出波形和TTL輸入信號如圖12所示。請注意，上升沿和下降沿非常陡峭。由于開關的開關時間要求相對較慢（約為50ns），因此本應用沒有使用尖峰電容C5和C6。設置穩態二極管電流的電阻R11和R12均為330Ω。

圖12 顯示RF開關速度的波形

圖13顯示了下變頻器前端的頻譜響應；開關SW1位于固定位置，以消除插入損耗。請注意，圖中不存在諧波或邊帶，充分表明沒有明顯的100 kHz開關偽像從ADA4858-3片內電荷泵散出，這是在此類應用中使用這些器件的重要考慮因素。

圖13 下變頻器的頻譜響應

結論
以上三例說明，運算放大器可以創造性地用作傳統放大器的替代方案，其性能與PIN二極管專用驅動IC相當。此外，運算放大器可以提供增益調整和輸入控制功能，而且當使用內置電荷泵的運算放大器時，無須負電源，這就提高了PIN二極管的驅動器和其他電路的設計靈活性。運算放大器易于使用和配置，可以相對輕松地解決復雜問題。