對于有源電力濾波器(APF)而言，實時準確地檢測出諧波電流是非常關鍵的，它的快速性、準確性、靈活性以及可靠性直接決定APF的補償性能。
    設計的諧波檢測電路檢測出的多路模擬信號會有一定的延遲性，這會大大影響APF計算諧波的精確性和準確性。本文中諧波檢測裝置所用的AD7656具有6路同步采樣特性，克服了測量結果之間延遲的缺點，使得測量精度高。以上優點彌補了目前APF中諧波電流檢測技術的缺陷，而且抗混疊濾波器、隔離放大器、過零檢測電路、鎖相倍頻電路的設計增強了檢測的精確性。

1 裝置整體運行原理及相關算法
1．1 裝置運行原理
    圖1為并聯型有源電力濾波器的原理結構框圖。圖中，交流電網對非線性負載電，非線性負載為諧波源，產生諧波并且消耗無功功率。有源電力濾波器由4部分組成：諧波電流檢測電路、電流跟蹤控制電路、主開關器件驅動電路和主電路。諧波電流檢測電路采用基于瞬時無功功率理論的ip-iq算法，根據有源電力濾波器的補償目的檢測出負載電流中的諧波分量，同時還要檢測直流側母線電容電壓。然后將這些信號輸入電流跟蹤控制電路，通過控制算法生成一系列PWM信號，以此作為補償電流的指令信號。這些信號經過電平轉換后輸入主開關器件驅動電路，驅動主電路中的主開關器件。此時，APF產生并向電網注入補償電流，該電流與非線性負載電流相位相反，幅值為負載電流中的諧波分量，從而達到濾波目的。

圖1   APF主電路系統構成圖

    有源電力濾波器檢測模塊的工作框圖如圖2所示。6路電流信號包括三相電流ia、ib、ic以及由APF發出的補償電流，這6路電流信號經霍爾電流傳感器變換后，在高精度取樣電阻上形成與原信號成比例的電壓信號，霍爾電流傳感器采用LEM公司生產的LA55-P，采用這種霍爾傳感器加高精度取樣電阻的方式，可以獲得更好的抗干擾能力，模擬信號變換的精度更高。


    直流母線電壓信號經霍爾電壓傳感器變換后，由于對直流母線電壓的精度要求不高，就不再進行信號調理而直接進入A／D芯片的模擬信號輸入通道。
    A／D采樣啟動信號也可以由DSP內部的定時器發出，但是由于電網頻率會有所波動，而定時器的計時周期并不會隨電網的頻率變化而變化，使用內部定時器作為A／D啟動信號時，會影響到瞬時無功算法的精度，使用了鎖相倍頻電路發出的12．8 kHz方波作為A／D芯片采樣控制信號。
    在諧波計算當中，需要用到采樣點的電角度所對應的正、余弦值，由于將電網頻率256倍頻，也就是在一個電網電壓信號周期內要采256個點，每個點對應角度的正、余弦值已經計算出來，并存儲到了非易失性鐵電存儲器當中。每次DSP啟動后，會預先把正、余弦表從鐵電存儲器中讀取到內存中，節省查表時間。
    在DSP的CAP4捕獲到過零檢測電路信號的上升沿時，就會啟動CAP5來捕獲12．8 kHz方波的上升沿，同時將查詢正弦表和余弦表的指針清零，回到表格首地址，開始下一個周期的查詢。

1．2 諧波分析算法
    針對APF的諧波電流檢測的特點，本課題采用基于瞬時無功功率理論的ip-iq檢測法。瞬時無功功率理論是將三相電流變換到α、β坐標，大大地簡化了負載有功功率和無功功率的計算，在檢測三相電路諧波及無功電流中得到了成功的應用。經坐標變換后，電網基波電流的瞬時
無功功率和有功功率在α、β坐標系中已成為直流成分，因而只要用低通濾波器濾除交流成分，將直流成分逆變換后，就得到電網基波電流。這樣，電網電流減去已檢測出的基波電流，就得到電網的諧波電流。
    基于ip-iq算法的諧波電流檢測方法原理圖如圖3所示。



2 系統硬件設計
    諧波檢測電路由DSP外圍電路、模擬信號調理電路、A／D采樣電路、過零檢測電路及鎖相倍頻電路等5部分組成。
2．1 模擬信號調理電路
    模擬信號調理電路主要是霍爾電流傳感器、可編程有源濾波芯片MAX260組成，其原理框圖如圖4所示。


    電網電流在經萊姆霍爾電流傳感器按一定比例縮小后，在精密采樣電阻上形成一個壓降，即將電流信號轉變為電流壓信號(如圖5所示)，之后電壓信號進入抗混疊濾波器MAX260中，將頻率為O．5倍采樣頻率以上的諧波信號濾除。


    為了避免三相負載電流檢測信號中的高頻分量造成數字采樣中的混疊現象，影響諧波檢測的精度，必須設置抗混疊低通濾波器進行濾波；根據香農采樣定理，被采樣信號中的最高次分量頻率應小于或等于采樣頻率的一半。截止頻率設置較低，能保證濾除效果，但是過低的截止頻率將使被濾波信號存在過大的相位移，給信號檢測的實時性和準確性帶來影響。所以，應當合理選擇抗混疊低通濾波器的截止頻率，使之在保證有效濾除高頻噪聲的前提下，同時有效保證信號數字采樣的精度。
    抗混疊濾波器采用Maxim公司生產的可編程通用有源濾波器芯片MAX260。C8051F330與MAX260的電路連接圖如圖6所示。MAX260內部有兩個濾波器A和B，這兩個濾波器均需要一個外部時鐘，在這里濾波器A和B共用一個外部時鐘，這個外部時鐘是由單片機的定時器來完成的。在設置濾波器參數時中，A、B兩個濾波器均被設置成二階的巴特沃斯低通濾波器，截止頻率為6000 Hz，通帶紋波系數為0．5dB，阻帶衰減20dB。為了提高濾波效果，將A和B兩個濾波器級聯起來，即濾波器A的輸出信號作為濾波器B的輸入信號，以增強濾波效果。


2．2 AD7656采樣電路
    AD7656與DSP7656的接口電路如圖7所示。


    AD7656連接外圍電路時，在DVCC、AVCC、VDRIVE、REFIN／0UT和VSS引腳須加1組去耦電路，該去耦電路是由1個10 μF和1個100 nF電容組成。去耦電容要盡量靠近器件，以達到更好的去耦效果。AD7656其他關鍵引腳的連接是STBY接VDRIVE，選擇正常模式；RANGE接地表示選擇輸入范圍±10 V；SER／PAR接地。選擇并行接口；W／B接地表示16位并行輸出；WR／REFEN／DIS接VDRIVE表示選擇內部參考。
2．3 過零檢測電路
    過零檢測電路電路圖如圖8所示。采用宇波公司的CHV-25P霍爾電壓傳感器，此霍爾電壓傳感器的額定電流為10 mA，原邊與副邊匝數比為2500：1000．所以在將A相電網電壓接入霍爾電壓傳感器前，需要通過一個限流電阻進行限流，以免電流過大將霍爾電壓傳感器燒壞，它
的M端為副邊電流輸出端，需要加一支采樣電阻，將電阻上的壓降引入一個由運算放大器CA3140及4個電阻組成的滯回比較器，然后在其輸出端通過一個由兩個二極管組成的鉗位電路之后，將高低電平鎖定為5 V和0 V，然后再進入一個與非門CD4093，對輸出信號進行整形。

2．4 過零信號與電網信號相位差的解決方法
   在示波器上將過零信號與正弦信號拉伸之后發現，過零信號超前正弦信號200 μs。對過零信號進行了硬件補償。如圖9所示，時間常數τ=RC，且τ要滿足τ≥200μs的條件。在圖中CA3140是一個電壓比較器，調節R的阻值就可以調節CA3140輸出信號的高電平寬度，然后與輸入信號進入與門74LS08，得到輸出信號，此輸出信號不再具有占空比50％的特點，但這不妨礙過零信號的準確性，因為DSP的CAP4只是捕獲其上升沿，將過零方波的上升沿推遲200μ也就達到了過零信號與正弦信號同步的目的。


2．5 鎖相倍頻電路
    鎖相倍頻電路采用了鎖相環芯片(Phase Locked Loop，PLL)74HC4046、累加計數器CD4040和低通濾波器組成，其電路連接圖如圖10所示。A相電壓信號過零信號檢測電路后得到與A相電壓同步的50 Hz方波，此方渡作為鎖相倍頻電路的輸入信號進入鎖相環芯片74HCA046的14號引腳，4號引腳是74HC4046內部壓控振蕩器的輸出端，其輸出信號進入二進制計數器CD4040的10號引腳，進行256倍倍頻，其倍頻信號從二進制計數器CD4040的13號引腳輸出又進入74HCA046的3號引腳，即比較信號輸入端，74HCA046內部的相位比較器對兩個信號進行相位比較后，從相位比較器的輸出端13號引腳輸入。經過由R1、R2和C組成的低通濾波器，將高頻噪聲濾除后，再進入74HC4046的內部壓控振蕩器，作為其控制信號，從上述過程可以看到這是一個閉環控制系統，經過不斷的調節，使輸出信號頻率為輸入信號頻率的256倍，并且使輸入信號與比較信號的頻差為0。


    鎖相倍頻電路能否迅速穩定并準確倍頻出12．8 kHz方波，是整個檢測模塊乃至整個有源電力濾波器在開機后能否在最短時間開始工作的關鍵，所以，為了研究鎖相倍頻電路的暫態特性，畫出鎖相倍頻電路這個閉環控制系統的原理框圖，如圖11所示。



3 系統軟件設計
    本檢測模塊的軟件主要包括主程序、A／D采樣子程序、諧波電流指令計算子程序、鐵存儲器數據讀寫子程序等三部分組成。其中前兩項是運行在DSP TMS320F2812上的程序，最后一項是運行在單片機C8051F330上的程序。
3．1 主程序設計
    在系統上電之后，首先進行系統的初始化，按默認值設置系統時鐘、各外設時鐘、I2C通信速度，還要開啟相關外設，如PWM輸出、定時器，以及相關外設的中斷，如捕獲中斷、I2C通信中斷、定時器中斷等等，系統初始化完成之后，通過查詢一個標志位判斷是否讀取鐵電存儲器當中的數據。鐵電存儲器存儲的數據主要是一個電網周期內256個點所對應的正弦值和余弦值，以及各個外設的設定選項，待將鐵電存儲器中的數據讀取到內存中開辟的單元后，按照這些外設設定選項重新去設定各個外設，設定完成之后，通過一個標志位再次判斷是否讀取鐵電存儲器中的數據，之后會進到一個循環當中，不斷查詢是否要進行諧波電流計算，諧波電流計算完成之后，再判斷是否發出相應的PWM波，并按照相應的標志位做出相應的動作，同時這個循環也是一個等待捕獲中斷的過程，待有捕獲中斷發生后就會啟動外部A／D轉換芯片進行采樣，并將相關數據傳送回DSP中，并置諧波電流計算標志位。
3．2 A／D采樣子程序
    在DSP TMS320F2812的CAP5捕獲到由鎖相倍頻電路發出的12．8 kHz方波的上升沿后，GPIOB11就會發出一個低電平信號的片選信號給AD7656的CS端，之后GPIOB10就會發出一個高電平信號來啟動 AD7656對6路模擬信號同時進行采樣，GPIOB1O與AD7656的CONVSTA、CONVSTB和CONVSTC相連，這樣就可以同時啟動 AD7656同時對6路模擬信號采樣。