0 引言

　　為了滿足現代無線通信對高速率的要求，通信系統采用了更加復雜的調制方式，對射頻電路設計的性能指標要求也越來越苛刻。低互調失真、高線性度是當前無線射頻前端設計的重要問題之一[1]。射頻功率放大器（PA）處于通信系統中信號發射機的末端，對發射信號的質量起著決定性作用，然而由于PA工作在大信號下，所以其線性度差一直是難以克服的問題。常用的PA線性化技術都是基于系統級的，電路復雜、功耗大且價格高。RF MOS管的非線性特性決定了PA的線性度，因此，從RF MOS管級對非線性特性進行分析和補償，可以有效提高線性度，降低功耗和設計成本，對于集成高線性度的PA和通信系統來說意義重大。

　　常用的分析非線性電路方法有Taylor級數法[2]、Volettra級數法[3]和諧波平衡法。文獻[4]中已經使用Taylor級數和BSIM3模型來研究RF MOS管的非線性特性。本研究中，使用了Taylor級數的分析方法，并基于ADS軟件中的Symbolically Defined Device（SDD）對RF MOS管進行非線性特性建模和仿真，計算出各非線性源對RF MOS管總體非線性度的貢獻，并提出了與之對應的線性度提高技術。

　　本文最后將各種線性提高技術應用在了一款功率放大器上，該功率放大器采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝設計。仿真結果表明該功率放大器的線性度提高了4~10 dB，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠，提出的線性度提高技術正確可行。

1 RF MOS管非線性特性分析

　　根據通信系統對發射功率的要求，一般功率放大器工作在大信號區域，各種寄生參數會隨著信號幅度的變化而變化，即具有很強的非線性特性。圖1（a）是RF MOS管等效電路模型，圖1（b）是其對應的非線性等效模型[7]，其中虛線框內為MOS管本征參數模型，Rg、Rd、Rs分別表示柵、漏和源的連接電阻，rds表示輸出電阻，rsub表示襯底電阻；Cgd表示柵漏電容，Cgs表示柵源電容，Cds表示源漏電容，Cjd表示漏極結電容；gm為MOS管的跨導。

　　由于MOS管的非線性特性，輸入信號會在輸出端產生互調失真信號，本文采用IMD3來衡量RF MOS管的線性度，并利用ADS軟件中的SDD對RF MOS管的IMD3進行掃描仿真，分析出各個非線性源對RF MOS管總體線性度的貢獻。圖2（a）為SDD測試電路圖，仿真結果如圖2（b）所示。從圖2（b）仿真結果可以看出，柵源電容Cgs、跨導gm、輸出導納gds和漏極結電容Cjd是RF MOS管非線性特性的四個主要來源[5]。

　　使用Taylor級數的分析方法，忽略高階系數和互調系數，得到各非線性源的泰勒級數表達式為：

　　在飽和區，柵漏電容(Cgd)主要是外部電容，而漏源電容(Cds)接近于零，所有參數都可以認為是與偏置無關的。當負載阻抗低時，gm是最主要的非線性源，然而，對于一般級別的負載阻抗，gds才是最主要的非線性源。在偏置點附近，Cgs的值會發生強烈的變化，即MOS管在大信號狀態下，從線性區變化到飽和區或者從飽和區變化到線性區時，Cgs產生很大變化，從而造成了電路的非線性現象。寄生電容Cgd幾乎不變，且Cgb的變化也不大。因此，當選定合適的偏置點使得gm和gds非線性度最小時，此時MOS管的非線性特性幾乎由Cgs來決定[6]。

2 線性度提高技術

　　2.1 DMGTR技術

　　由前文的分析可知，gm的非線性現象主要由于其gm3（跨導的二階倒數）在零點處，具有對稱的幅值和相反的相位。因此，為了提高線性度，采用了一種新型的差分電路gm3消除技術，即所謂的差分多柵晶體管技術，簡稱DMGTR[4]。

　　在ADS下對TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝下的偽差分NMOS管進行gm3參數提取，所選管子尺寸為W/L=35 μm/0.18 μm。掃描不同差分柵源電壓（范圍：-0.8 V~0.8 V，掃描間隔：0.01 V，VDD：1.8 V）后，分別在飽和區（Vbias=0.65 V）和弱反型區（Vbias=0.4 V）下得到gm3隨柵源電壓Vgs變化的情況如圖3所示。

　　由圖3的仿真結果可以看出，NMOS管在飽和區時，其gm3是負值，在弱反型區時，其gm3是正值，兩者趨勢相反。實際中，運放起放大功能時要求功放管處于飽和區，因此當輸入管采用偏置在亞閾值區的MOS管和偏置在飽和區的功放管并聯放大時，利用MOS管在不同偏置條件下gm3的變化趨勢不同，實現了gm3所產生的非線性度相減，從而達到提高RF MOS管線性度的目的，即為DMGTR技術，其電路原理圖如圖4所示。在ADS下對采用DMGTR技術的功率放大器電路進行諧波平衡仿真，其IMD3仿真結果如圖5所示?？梢钥闯?，采用DMGTR技術后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內提高了約5 dB。

　　2.2 PMOS管補償技術

　　由圖6可以看出，NMOS的輸入電容隨Vgs增大而增大， PMOS的輸入電容隨Vgs增大而減小，兩者的變化趨勢是相反的。仿真采用TSMC 0.18 μm RF CMOS Spice模型，PMOS管和NMOS管的尺寸為W/L=15 360 μm/0.18 μm，PMOS管偏壓Vpp=1.1 V。因此，選擇合適的NMOS管和PMOS管的尺寸，可以使兩者的電容之和保持恒定，從而提高線性度。補償電路原理圖如圖7所示。

　　在ADS下對采用Cgs補償技術的功率放大器電路進行線性度仿真，其仿真結果如圖8所示?？梢钥闯?，采用此補償技術后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內提高了約10 dB。

　　2.3 其他線性度提高技術

　　本節將簡要介紹其中4種常用的技術，即NMOS管補償技術、共柵管的柵電容補償技術、Cjd補償技術和多級DMGTR技術。NMOS管的源級通過一個小電阻連接到柵極后，其柵極電容的變化趨勢與NMOS的柵寄生電容也是相反的。因此，對此NMOS管的尺寸合理選擇，以及對其偏置做些處理，該電路也可以用來對Cgs的非線性度進行補償，其原理圖如圖9（a）所示。共柵管柵端的電容也會貢獻相應的非線性度，通過串聯一個金屬氧化物電容可以減小該點電容的變化，從而提高線性度，其電路原理圖如圖9（b）。在高頻下，Cjd的變化會導致RF MOS管的非線性度。在Cascode結構中，采用兩個MOS電容接到地可以減小Cjd的變化，從而提高RF MOS管的線性度，其電路原理圖如圖9（c）。在DMGTR技術的基礎上，在輸入功放管旁邊再并聯一對NMOS管，相當于對gm3進行二次補償，保證gm3在工作范圍內為正值，從而提高線性度，其電路原理圖如圖9（d）。

3 設計實現與結果分析

　　為了驗證上述線性度提高技術的可行性，將其分別應用在了一款功率放大器上。該功率放大器采用Agilent公司的ADS軟件仿真驗證，在TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝下進行設計。測量該功率放大器的IMD3，并與采用各個線性度提高技術后的IMD3進行比較，實驗測試結果如表1所示。

　　由表1的結果可以看出，采用各種線性度提高技術后，功率放大器的IMD3提高了4~10 dB，線性度性能得到改善，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠以及線性度提高技術正確可行。

4 結論

　　基于ADS軟件對MOS管的線性度進行研究，并對其非線性進行技術補償，提出的DMGTR和PMOS線性化技術分別對gm和Cgs的非線性進行補償。采用DMGTR技術后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內提高了接近5 dB；采用PMOS補償技術后，電路的IMD3在一定輸入功率范圍內提高了接近10 dB，證明了本文對RF MOS管非線性模型分析正確可靠以及線性度提高技術正確可行。

　　參考文獻

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　　[3] YU W，SEN S，LEUNG B H.Distortion analysis of MOS track-and-hold sampling mixers using time-varying Volterraseries[J].IEEE Trans.Circuits Syst.II，1999，46(2)：101-113.

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　　[6] WANG C，VAIDYANATHAN M，LARSON L E.A capaci-tance-compensation technique for improved linearity in CMOS classAB power amplifier[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2004，39(11)：1927-1937.

　　[7] KANG J，JEHYUNG Y，KYOUNGJOON M，et al.A highly linear and efficient differential CMOS power amplifier with harmonic control[J].IEEE J.Solid-State Circuits，2006，41(6)：1314-1322.