0 引言

    IGBT是一種先進的功率開關器件，兼有GTR高電流密度、低飽和電壓和高耐壓的優點以及MOSFET高輸入阻抗、高開關頻率、單極型電壓驅動和低驅動功率的優點^[1]。近年來，IGBT已經在汽車電子、機車牽引和新能源等各個領域獲得廣泛的應用。由于大功率IGBT模塊通常工作在高壓大電流的條件下，在系統運行的過程中，IGBT模塊會出現短路損壞的問題，嚴重影響其應用。因此，IGBT短路檢測與保護是其中的一項關鍵技術。而大功率IGBT模塊的短路檢測和保護方法，一般是使用V_CE退飽和檢測，再配合適當的軟關斷電路進行保護^[2-3]。但使用V_CE退飽和檢測時，則需要較長時間(1~8 μs)的檢測盲區和較高的集電極-發射極電壓檢測閾值。較長時間的檢測盲區是為了防止IGBT在正常開通時進行誤檢測，但當IGBT發生一類短路時，集電極電流迅速上升，IGBT一直工作在線性區，較長的短路檢測盲區時間不僅不利于限制IGBT的短路電流和功耗，而且可能導致IGBT短路超過其10 μs的安全工作時間而損壞。

    本文根據IGBT的短路特性和大功率IGBT模塊的結構特點設計了一種新型大功率IGBT模塊的短路檢測電路，采用兩級di/dt檢測IGBT兩類短路狀態的實用方法。兩級di/dt可在V_CE的檢測盲區時間內快速檢測出一類短路故障和二類短路故障。本方案可有效減小IGBT短路工作時間，限制IGBT的短路電流和功耗，最佳保護IGBT模塊。

1 IGBT短路的定義

    IGBT短路時的數學表達式見式(1)，這個線性方程表示在短路發生時，電流的絕對值與電壓、回路中的電感量及整個過程持續的時間有關系。絕大部分的短路，母線電壓都是在額定點的，影響短路電流的因素主要是“短路回路中的電感量”。因此依據短路回路中的電感量，可將短路分為一類短路和二類短路。

    一類短路是指IGBT本身處于已經短路的負載回路中，短路回路中的電感量很小(100 nH級)，比如橋臂直通。IGBT發生一類短路后的工作特性如圖1(a)所示。當IGBT導通時，直流母線的所有電壓都集中在IGBT上，集電極電流迅速上升，此時短路電流上升速率只由功率驅動電路決定，大功率IGBT模塊的一類短路電流上升率有數kA/μs。由于短路回路中寄生電感的存在，其表現為集電極-發射極電壓V_CE小幅下降后又上升并短暫地超過母線電壓，之后穩定在直流母線電壓。門極電壓在電流上升到最大值時會超過驅動電壓，之后穩定在驅動電壓。

    二類短路是指IGBT在導通狀態下發生短路，這類短路回路中的電感量是不確定的(μH級)，比如相間短路或相對地短路。IGBT發生二類短路后的工作特性如圖1(b)所示。IGBT先工作在飽和區，在IGBT模塊電流不斷上升的同時V_CE也隨著升高，只是上升幅度極小不易觀察到。當IGBT電流繼續上升到一定值時，IGBT開始進入退飽和區，V_CE快速上升并短暫地超過母線電壓，最終穩定在直流母線電壓。與一類短路相比，IGBT將受到更大的沖擊。

    IGBT發生短路時的電流是額定電流的8~10倍^[4]。如果不能夠快速地檢測到短路故障，同時配合適當的軟關斷保護措施，IGBT將會被損壞。

2 兩級di/dt檢測短路原理

    封裝后的IGBT模塊內部有兩個發射極，一個是輔助e極，另一個是功率E極，輔助e極和功率E極之間有一個小于10 nH的寄生電感L_eE，這個很小的寄生電感L_eE在大的電流變化率下可以產生感應電壓V_eE^[5]：

    V_eE即可反映出集電極電流I_C的變化率。圖2所示為IGBT短路檢測原理圖，設置了兩個短路檢測閾值V_ref1=7 V和V_ref2=6 V來區分短路狀態(V_ref1為第一級di/dt檢測閾值、V_ref2為第二級di/dt檢測閾值且V_ref1>V_ref2)，在IGBT開通信號到來時，V_ref1和V_ref2均小于采樣電壓V_sam。當采樣電壓V_sam小于短路檢測閾值V_ref2時，可判斷模塊發生一類短路；當采樣電壓V_sam僅小于短路檢測閾值V_ref1時，可判斷模塊發生二類短路。

    當IGBT發生一類短路后，I_C迅速增大，1 μs內就可達到數kA，如此大的di/dt在L_eE上產生的V_eE較大且絕對值可以達到18 V。此時V_ref1和V_ref2均大于采樣得到的電壓V_sam，超過第二級di/dt的閾值，相應的比較器將輸出短路信號送給前級CPLD，從而采取適當的軟關斷措施關斷IGBT模塊。顯然，di/dt不需要檢測盲區時間，只要電流一開始上升，就可通過采樣V_eE電壓判斷IGBT是否發生短路，從而達到最佳的保護方式。

    當IGBT發生二類短路后，電流上升率主要受母線電壓和負載影響，上升速率低于一類短路的電流上升率。此時，V_eE的絕對值較小，即得到的采樣電壓V_sam小，不適合采用同一級di/dt進行檢測。而第一級di/dt檢測就可以最佳地解決二類短路的檢測。當IGBT發生二類短路后，集電極電流先快速上升，然后VCE也開始上升直至母線電壓。通過設置合適的第一級di/dt檢測閾值就可以準確地檢測到IGBT模塊發生的二類短路，驅動器采取適當的軟關斷措施關斷IGBT模塊，最佳地保護IGBT模塊。

    傳統使用V_CE進行短路檢測時，因需兼顧檢測一類短路和二類短路的需要，V_CE需要較高的閾值，這使得驅動器只能在IGBT退飽和時的V_CE快速上升階段檢測到IGBT的短路狀態。利用兩級di/dt分別檢測兩類短路，會在V_CE檢測盲區時間內就檢測到兩類短路狀態。因此，無論是一類短路還是二類短路，利用兩級di/dt檢測短路的方法，通過設置合適的檢測閾值，都擁有更快的檢測速度從而最佳地保護IGBT模塊。

    需要注意的是兩級di/dt分別檢測IGBT模塊的兩類短路需配合適當的軟關斷電路才能發揮其快速檢測IGBT模塊短路的優勢。當驅動器快速檢測到IGBT發生短路后不能立即直接關斷IGBT模塊，因為此時電流還在不斷上升，如果直接關斷IGBT模塊將會產生非常高的電壓尖峰，會危及IGBT的安全。若使用硬關斷，則需等待V_CE上升至母線電壓方可動作；若使用軟關斷，可立即動作，緩慢降低門極電壓，電流會逐漸降低，此時VCE上升速率會加快，但產生的過壓會非常小。

3 實驗結果與分析

    為驗證本文所設計的短路檢測策略較傳統短路檢測方法的優越性，使用3 300 V/1 200 A IGBT模塊進行短路實驗^[5]，在實驗中將母線電壓調整為1 500 V。

    圖3(a)為一類短路測試原理圖，電網電壓經過調壓器和整流橋，將母線電容電壓充到1 500 V，上管IGBT的門極被-15 V關斷，且用粗短的銅排將其短路。對下管的IGBT釋放一個12 μs的單脈沖，直通就形成一類短路。圖3(b)為二類短路測試原理圖，將母線電容電壓同樣充到1 500 V，上管IGBT的門極被-15 V關斷，且給上管并聯一個4 μH的電感作為負載，下橋臂通過IGBT驅動器釋放一個15 μs的單脈沖就形成二類短路。

    圖4為傳統使用V_CE檢測短路的波形。V_CE檢測閾值為4 V，短路檢測盲區時間8 μs。圖4(a)為一類短路的測試波形，由圖可知，驗證所用IGBT模塊發生一類短路后開通4 μs時電流上升到最大值6.12 kA，短路持續時間約8 μs，短路損耗約60 J。圖4(b)為二類短路測試波形，由波形可知，發生二類短路后開通約14 μs電流上升到最大值6.80 kA，短路損耗約12 J。

    圖5為本文設計的兩級di/dt分別檢測兩類短路的波形。通過觀察圖5(a)實驗波形可知，發生一類短路后開通約2.4 μs時，第二級di/dt已檢測出一類短路狀態并將短路信號送給前級CPLD，驅動器采取相應的軟關斷措施將電流最大值限制在3.16 kA，短路持續時間為2 μs，短路損耗約5 J。通過對比分析圖4(a)和圖5(a)可知，圖5(a)的短路時間、短路電流和短路損耗遠小于圖4(a)。觀察圖5(b)二類短路實驗波形可知，開通約5.6 μs，第一級di/dt立刻檢測出二類短路狀態，驅動器立即采取相應的軟關斷保護措施將電流最大值限制在4.2 kA，短路損耗約7 J。顯而易見，短路時間、短路電流和短路損耗也比圖4(b)小的多。

    通過實驗波形分析對比可知，兩級電流變化率(di/dt)檢測兩類短路故障，可在傳統VCE退飽和短路檢測方法的檢測盲區時間內就檢測到短路故障，使IGBT驅動器有充足的反應時間。再結合相應的軟關斷保護策略，大大減小了IGBT的短路時間、短路電流，降低了短路功耗，最佳地保護了IGBT模塊。

4 結論

    本文根據IGBT的短路特性和大功率IGBT模塊的結構特點，提出一種采用兩級di/dt分別檢測IGBT兩類短路故障的實用新方法。該方案可快速檢測IGBT的短路故障，使驅動器能夠提早對短路故障做出響應，可靠有效地保護IGBT模塊。通過調節兩級di/dt的檢測閾值，該方案還可以應用于多種等級的大功率IGBT模塊的短路檢測，保證IGBT系統的正常運行。

參考文獻

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