服務器、磁盤陣列和其他高可用性系統幾乎無一例外被要求在無需關閉供電系統的情況下更換功能模塊。系統工作時更換模塊通常被稱為熱插拔。能夠提供熱插拔功能的一個關鍵因素，是對每個可互換模塊的本地電源系統進行適當的管理。

為了支持熱插拔，印刷電路板等部件必須能夠可靠地執行幾項操作，其中電源管理最為關鍵。當電路板插到較大系統時，分配給其他系統和使這塊電路板初始化之前，電路板的熱插拔控制器必須確保連接器的電源是穩定的。對于板上流過小電流，可以用MOSFET數字開關來切換電路板上的電源。對于更大的電流(例如10安培的電流)，則需要采用更復雜的開關策略，以避免引起總線級電源瞬變，導致損壞MOSFET電流開關。使系統級性能達到最高要求具有頂級熱插拔管理功能與低級別的開關控制功能間的緊密協調，如時序和故障檢測。雖然有可能用硬連線的電路實現這樣的系統，使用可編程系統器件往往是更簡單和有成本效益的。

熱插拔電源開關

熱交換模塊連接器的電源引腳通常不會直接連接到模塊的內部電源總線。更普通的方案是用MOSFET或其他類型的電源開關器件隔離總線電源，如圖1所示。通過MOSFET M1，該電路控制+12V單總線電源連接至板端電壓，這個電路采用了萊迪思半導體公司的ispPAC-POWR-1014可編程電源管理器件。該電路其他部分實施的獨立功能包括：

圖1——熱插拔控制器通常采用一個功率MOSFET（M1），在內部板正確插入插槽后，將總線電源和內部板供電系統連接。萊迪思的ispPAC-POWR1014通過可編程邏輯和模擬功能可根據應用需求提供智能化的控制。

1. 電壓監控——通過電阻分壓器R1/R2和R7/R8

2. 電流檢測——通過RSENSE和一個ZXCT1009差分放大器

3. 高壓MOSFET驅動器——ispPAC器件的CHARGE_PUMP信號是方波，用于加在C2兩端的高電壓(> +12V)，可以用來完全開啟N溝道MOSFET M1。通過Q2的緩沖SHUT_DOWN信號控制M1的柵極電壓。

采用了最少的內部電容，模塊消耗少量的功率，可以簡單地通過開啟M1至低阻的開狀態(硬開關)來使這個模塊迅速上電。然而，模塊擁有更大功率的要求時，這將導致大的開啟電流瞬間通過M1，因為當CL在充電過程中，在電源和地之間將出現瞬時的短路電流。由此產生的瞬間電流會產生兩個問題：首先，它可以導致總線電源電壓下降，有可能影響其他共享總線電源模塊的操作；其次，敏感性降低，瞬變電流可能會損壞MOSFET，其結果是降低了長期的可靠性或完全失敗。

通過MOSFET或其他純電阻器件，充電電容(C)上升到電壓源(V)時，消耗在MOSFET上的總消耗能量為CV2/2，與最終被儲存在電容中的能量相同。這獨立于MOSFET導通電阻或需要充電的時間。而消耗的總能量是不容協商的，它消散的速率——瞬時功率是可以控制的。例如，使用小導通電阻的MOSFET在短時期間形成大功率的耗散，而有較大導通電阻的器件將經歷一個較長時間的更低功率耗散。在最大功率耗散和需要充電模塊的本地電容之間作出平衡的關鍵，是有效的實現熱插拔設計。

圖2　MOSFET的安全工作區域(SOA)圖說明了器件在漏極-源極電壓和漏極電流組合下的安全極限。不同的控制策略可以用來避免當MOSFET用作熱插拔負載開關時被過分驅動。

根據安全工作區(SOA)圖(見圖2)，安全耗散給定的功率數額的MOSFET時間通常在器件的數據手冊上進行了說明。根據不同組合的漏極到源極電壓(VDS)和漏電流(ID)，SOA圖表說明了MOSFET仍然可以安全保持偏置的最大時間。在這個SOA圖中，重疊的VDS和ID的“軌跡”對應要討論的控制方案。

如果迅速地開關MOSFET(圖2所示的黑色“硬開關”曲線)，就會最初化至VDS的最大值，ID只受到溝道電阻和寄生阻抗的限制，諸如PCB走線和電感。當負載電容充電時，MOSFET的工作點向左移動到更有利的情況。如果工作點不能夠迅速地轉變，MOSFET可能損壞或毀壞。而即使選擇了一個具有足夠大功率耗散功能的MOSFET，初始浪涌電流可能會破壞總線電源的問題仍然存在。

浪涌電流控制

避免突然開啟MOSFET所帶來問題的一個常用技術是柵極電壓逐漸上升，以足夠慢的速率使負載電容的電壓跟蹤最小VGS電壓。這確保了工作點將保持在低電流區域，接近SOA圖的底部。通過適當選擇C2的值，可以很容易地用圖1的電路實現這個策略。

雖然這種方案實現是比較簡單的，在上述方案中的斜坡上升率必須有大的裕度，以適應MOSFET和電源總線負載電容的變化。對于小電流至中等電流的應用，指定一個稍大的MOSFET可能不是一筆很大的額外費用，也許可以通過簡化的控制成本來進行調整。在其他情況下，必須對板上的大電容進行充電，這種做法可能會導致很大的時間延遲，這是指當一個模塊插入到更大的系統時，以及當它準備開始運作時之間的時間。

采用電流檢測硬件，使用負反饋控制，就有可能保持恒定電流通過SOA。通過提供精確的漏電流調節，MOSFET的開關軌跡(圖2，簡單的電流限制)可以設定為更大的電流，要比在開環方式下前一種單純的增加柵極電壓情況更加謹慎。因為出于診斷目的常常需要監測電流，電流檢測硬件可能已經用于現有的設計，在這種情況下只需要增加控制邏輯。

圖3周期性的遲滯電流限制允許MOSFET電流增加到一個可允許的最大值，然后再降低回稍低的水平。這種技術提供了線性電流控制的許多優點，同時避免了許多潛在的穩定性問題。

然而，可靠地實現線性電流模式控制可能會非常棘手，可能有不穩定和不受控制的振蕩情況。另一種方法是使用一個遲滯控制電路(圖3)，其中MOSFET電流保持在更低和更高的閾值之間。在遲滯控制方案中，MOSFET柵極電壓斜坡上升直到漏電流達到預先設定的上限值。在這一點上，柵極電壓下降直到漏電流低于預定的低閾值。然后重復這一過程，漏極電流在兩個閾值之間變化。

雖然遲滯控制可用少量分立元件來實現，也可以只用ispPAC可編程電源管理實現，如圖1中的電路。電源管理器件的每個電壓監控引腳都支持有獨立的可編程高壓和低壓閾值的雙比較器功能。針對MOSFET的柵極電壓和相應的漏極電流，編程這個器件的FET驅動器輸出至較大的電流，提供了更快的速度，但仍控制了上升時間。用可編程器件來管理電流控制過程的另一個好處是它很簡單，充分整合熱插拔控制邏輯且能滿足電路板所需的正常工作要求。例如，可以對電源管理器件編程，允許電路板初始化的短時間內有更大的電流，然后無縫地轉換到正常的工作模式，MOSFET完全開啟，并以較低的閾值監測電流，檢測電路板的故障情況。

優化開關性能

電源管理器件的可編程特性支持用戶實現更高的優化控制技術，而幾乎沒有或增加額外的成本。這樣的技術實例是在兩個不同的階段對電路板上的電容充電，小電流的初始階段和大電流的最后階段，如圖4所示。

圖4兩相開關的原理是開關MOSFET在VDS高電壓時，以較小電流對板上電容進行充電，然后當電容部分充電后，電流增加，MOSFET電壓VDS降低。

這個復雜性的價值在于它優化了充電速率，使MOSFET的工作點更緊密地跟隨該器件的SOA曲線約束(如圖2中2個階段的電流限制圖)。這對先前闡述的恒流充電方案有兩個好處。首先，通過充電周期切換到一個更大電流的中間，需要更短的時間使負載電容上升到工作電壓；第二，這個方案只適用于MOSFET工作在更大電流的情況，當器件的VDS相對較小，功耗最小時。這使得設計人員根據所要求的性能指定更小、更便宜的MOSFET。盡管該技術是直接用可編程控制器實現熱插拔，如ispPAC電源管理器件，如果是用固定功能的熱插拔控制器來實現，就需要大量額外的硬件和設計投入?？删幊绦砸彩沟迷O計人員更改控制參數更加簡單，更容易使用相同的基本電路以適應于多個應用，而很少或根本不改變硬件。